我自己的原文哦~? ? ? ?https://blog.51cto.com/whaosoft/11748634
一、延長電子元器件的貨架壽命
本文探討了電子元器件的貨架壽命問題，重點討論了氧化、濕度敏感等級（MSL）與貨架壽命之間的關系。文章通過具體例子說明了氧化對電子元器件可焊表面的影響，以及如何通過適當的存儲條件延長貨架壽命。文章還介紹了不同生產廠家對貨架壽命的策略和說明，詳細解釋了濕度敏感等級（MSL）的概念，以及如何通過烘烤恢復“受潮”的元器件。
作為DigiKey技術支持人員，我們經常收到客戶關于產品“氧化”、“焊接之后鼓包”之類的售后問題，同時我們的銷售也會收到客戶關于產品必須在“幾年之內”的要求，這些問題都與貨架壽命（Shelf Life）相關。
對于電子元器件，不同的產品，不同的生產廠家，不同的儲存條件，可能會有不同的貨架壽命。所以今天就給大家講講氧化，濕度敏感等級MSL與貨架壽命之間的關系，以及列舉一些生產廠家貨架壽命的策略，當然這些策略解釋權在生產廠家，并且隨著時間的推移會有變動。請以生產廠家給出的最新的貨架壽命為準。
1. 氧化與貨架壽命
我們先來看一個具體的例子：
如下圖，暴露在環境中使右邊的兩個喇叭嘴氧化變色。右邊的兩個喇叭嘴嚴重氧化，而左邊的一個雖然使用過但仍保持良好狀態。
圖1：暴露在環境中使右邊的兩個喇叭嘴氧化變色
對于有暴露在空氣中的金屬的電子元器件，空氣中的某些物質可能對金屬產生了腐蝕，一直作用于我們的電子元器件上面。特別是那些將焊接到印刷電路板（PCB）上的元器件表面。電子元器件的貨架壽命主要由這些可焊表面的狀況決定。這與制造直接相關。雖然您的元器件在電氣和機械上可能穩定數十年，但氧化表面會降低制造良率，因為舊的氧化表面不容易接受焊錫。
- 如何處理氧化問題？
大多數焊錫和焊錫膏含有一種有機助焊劑，它可以去除氧化層。這增加了焊錫的“潤濕”性，使組件和PCB之間形成可靠的電氣和機械連接。助焊劑的去氧化能力有限。
因此，嚴重氧化或變色的元器件應避免使用。這種情況在電氣方面可能是完美的，但在制造方面卻很麻煩。
為了避免，這些不必要的麻煩，于是就有了貨架壽命（Shelf Life）的概念。未焊接的元器件在制造商推薦的貨架壽命期限過后不會立即失效。您可以進行可焊性測試以驗證產品是否繼續可用。
- 如何延長貨架壽命？
通過適當的存儲可以延長元器件可焊表面的完整性。一個典型的存儲規范可能如下：
- 50至90華氏度或10至32攝氏度
- 25%至50%的相對濕度
- 不直接暴露在陽光或其他紫外線下
- 不暴露在空氣中的腐蝕性元素（如臭氧或硫化物）下
- 不暴露在放射性物質中
不同電子元器件產品，用的材料不同，會影響他的貨架壽命。不同的儲存條件，也會影響他的貨架壽命。所以，我們必須參考制造商給出的儲存規范，以確定電子元器件貨架壽命信息，從而保證電子元器件的可靠性。
技術小貼士：
從材料穩定性角度來看，電阻器并不簡單。特別是當我們考慮高溫和熱循環相關的物理應力時。同時，電阻器必須在長期使用中保持其化學和電氣完整性。?
2.?不同廠家的貨架壽命
對于電子元器件，雖然有行業標準，但是并不代表所有產品一定是符合這個行業標準。有些生產廠家會申明他們的產品符合Jedec標準 J-STD-033B，比如ADI。有的廠家會給出自己的存儲條件和要求，以及相應的貨架壽命。解釋權在生產廠家，建議參考生產廠家的申明來確定貨架壽命。
Jedec標準：
對于某些電子元器件，在處理、包裝、運輸和使用時，對于潮濕/焊接敏感的電子元器件，給出了相應的行業標準。
其中針對防潮袋包裝，Jedec給出了貨架壽命的參考標準：防潮袋包裝的SMD封裝在非冷凝的大氣環境中（<40°C/90% RH）存儲時，其計算的貨架壽命應自袋子密封日期起至少為12個月。
我們再舉幾個其他例子，來看看一些廠家對于貨架壽命的說明。
- TE
TE根據不同的產品類型給出了對應的貨架壽命：
當然，要確保達到TE給出貨架壽命，對于存儲條件是有要求的。
TE存儲條件要求：當在原始未開封包裝中適當存儲，避開直射陽光并在不超過23°C的正常室溫下存放時，除非另有說明。短期溫度和濕度的波動（不超過35°C和75%相對濕度）不會影響產品性能。根據AS23053標準，存儲溫度應為18 - 35°C。
- Murata
Murata針對切割過的晶圓產品（Sawn Wafers）和未切割過的晶圓產品（Unsawn Wafers）給出了貨架壽命的說明
對于切割過的晶圓產品（Sawn Wafers）寬帶包裝，當存儲在18°C to 35°C & 35%<RH<60%環境下或者干燥氮氣環境下，貨架壽命可以達到5年。
- 3M
3M也是根據不同的產品類型給出了對應的貨架壽命
當然，要確保達到3M給出貨架壽命，對于存儲條件是有要求的。
3M存儲壽命從產品制造時開始計算。制造日期可以在每個瓶子/袋子的側面找到。以下圖表定義了3M商業解決方案部化學產品的貯存壽命。這些壽命取決于產品的存儲溫度應在40°F（5°C）以上和100°F（37°C）以下，或按照包裝上的說明，并且應保存在封閉容器中，如噴霧瓶或翻蓋瓶。
3.?濕度敏感等級MSL與貨架壽命
正如前一部分所暗示的那樣，濕度推動腐蝕。然而，許多零件是吸濕性的，會很容易吸收水分。這種內部濕氣可能導致破壞性的爆米花缺陷（Popcorning?），這個名字源于元器件發出的爆裂聲。
這里，困在元器件內部的水分在焊接過程中迅速轉化為蒸汽。結果是破壞了元器件的機械完整性，導致電氣功能喪失或受損。這種損壞可能是立即的，也可能是延遲的，因為受損元器件很快遭受環境的影響，從而劣化。
電子元器件也會吸收環境中的水分，如同爆米花一樣。當這些元器件通過回流焊機時就可能出現問題，因為焊接過程中產生的強熱會導致被吸收的水分出現快速釋放和膨脹鼓包現象。
圖2：電子元器件焊接鼓包（Bulging）
- MSL（濕度敏感等級）說明
濕度敏感等級（在電子行業中簡稱為“MSL”）定義了對于焊接制程，一個元器件可以暴露在不高于86華氏度(30攝氏度℃)，60-85%相對濕度的環境中的最長安全時間。該范圍從MSL 1開始，稱為“無限制”或不受影響，而每個增量級別則表示一個持續時間閾值。
圖3：源自?JEDEC J-STD-033B.1?的濕度分類表
大部分容易受濕氣影響的元器件都是半導體類的，例如IC、傳感器和LED。不過同時，一些意料之外的物料也會有濕度敏感特性，例如尼龍連接器。
KYOCERA AVX尼龍連接器009276002021106。如有疑問，請參閱物料參數或廠商規格書。
KYOCERA AVX尼龍連接器009276002021106
為解決此問題，電子業界推出了JEDEC標準J-STD-033B，即，制定了有關處理、包裝、運輸和使用具有濕度敏感性物料的標準。受MSL影響的物料需采用防潮袋包裝，并附有濕度卡?和適當的MSL標簽。濕度卡用于表示物料的暴露情況，可充當視覺指導。干燥劑包有助于去除密封袋中的多余水分。
干燥劑?#?1/2PLDES550?、防潮袋?#?7001020?、濕度卡?#?51015HIC125?、?MSL?標簽?#?113LABEL
電子元器件應保持在保護包裝中，直到準備使用時再打開。一旦拆開，應立即焊接，最好當天焊接。如果長時間未保護，濕度敏感元器件可能會變得無法焊接，甚至在一個長周末后。請根據計劃安排您的生產周期。
- 通過烘烤恢復“受潮”元器件
濕度敏感元器件必須用密封的防水包裝保護。如果物料吸收過多的水分并超出了其 MSL等級，需要怎樣操作？
許多濕度敏感元器件可以通過烘烤過程恢復。這個過程使用熱量驅除元器件中的水分。
濕度指示卡可通過明顯的顏色變化（由藍色變為粉色）來指示濕度過大情況。打開包裝袋時，可借助這張卡片來檢驗袋內是否適度干燥。如果顏色發生變化，可能需要在焊接制程之前先行烘烤，以去除塑料封裝中的任何水分。烘烤條件取決于封裝厚度、MSL和烘烤溫度。
圖5：封裝厚度、MSL和烘烤溫度
電子元器件在烘箱中停留的時長取決于元器件本身的厚度、MSL和烘烤溫度。將物料烘烤數天的情況也并不少見。
JEDEC J-STD-033B文件中提供了深入的烘烤指南和程序，請點擊“閱讀全文”查看。
- DigiKey網站上的MSL信息
在DigiKey 網站的環境與出口分類欄下可以找到MSL信息。這些信息是由我們的供應商提供給 DigiKey 的。
舉例：尼龍連接器009276002021106
圖6：DigiKey網上的MSL信息
我們可以在網站上看到009276002021106 的MSL等級為 3 (168小時)
技術小貼士：如果 MSL 物料的等級為 1 ，那是否意味著防水？
不。你可以借助MSL來識別元器件對實驗室或倉庫中的濕度的敏感度；而防水或IP級產品則適用于戶外等更加暴露的環境。
烘烤過程是一種平衡行為。高溫加速了腐蝕過程，如前一部分所述。這對需要長時間烘烤的大型零件尤其成問題。反復烘烤可能使元器件無法使用。
?總結?
制造是一個復雜的過程。電子元器件的貨架壽命是您流程中的眾多考慮因素之一。與農產品不同，電子元器件沒有明確的到期日期。長壽命是一個重要的設計考慮因素。雖然生產廠家可能會規定一個具體的貨架壽命，但我們可以期望該電子元器件在安裝后，運行十年或更長時間。對于貨架壽命問題要保持警覺，并務必參考設備數據手冊。通過在受控環境中存儲所有元器件來保護您的投資。避免將打開的卷軸存放在潮濕倉庫的地板上。?開發板商城 天皓智聯 TB上有視覺設備哦 支持AI相關~ 大模型相關也可用,還有很多嵌入式設備
二、19個常用的5V轉3.3V技巧
01?使用LDO穩壓器
????標準三端線性穩壓器的壓差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地轉換為 3.3V，就不能使用它們。壓差為幾百個毫伏的低壓降 （Low Dropout， LDO）穩壓器，是此類應用的理想選擇。圖 1-1 是基本LDO 系統的框圖，標注了相應的電流。
????從圖中可以看出， LDO 由四個主要部分組成：
- 導通晶體管
- 帶隙參考源
- 運算放大器
- 反饋電阻分壓器
????在選擇 LDO 時，重要的是要知道如何區分各種LDO。器件的靜態電流、封裝大小和型號是重要的器件參數。根據具體應用來確定各種參數，將會得到最優的設計。
??? LDO的靜態電流IQ是器件空載工作時器件的接地電流 IGND。IGND 是 LDO 用來進行穩壓的電流。當IOUT>>IQ 時， LDO 的效率可用輸出電壓除以輸入電壓來近似地得到。然而，輕載時，必須將 IQ 計入效率計算中。具有較低 IQ 的 LDO 其輕載效率較高。輕載效率的提高對于 LDO 性能有負面影響。靜態電流較高的 LDO 對于線路和負載的突然變化有更快的響應。
02?采用齊納二極管的低成本方案
????這里詳細說明了一個采用齊納二極管的低成本穩壓器方案。
????可以用齊納二極管和電阻做成簡單的低成本 3.3V穩壓器，如圖 2-1 所示。在很多應用中，該電路可以替代 LDO 穩壓器并具成本效益。但是，這種穩壓器對負載敏感的程度要高于 LDO 穩壓器。另外，它的能效較低，因為 R1 和 D1 始終有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro MCU的電流，從而使VDD 保持在允許范圍內。由于流經齊納二極管的電流變化時，二極管的反向電壓也將發生改變，所以需要仔細考慮 R1 的值。
??? R1 的選擇依據是：在最大負載時——通常是在PICmicro MCU 運行且驅動其輸出為高電平時——R1上的電壓降要足夠低從而使PICmicro MCU有足以維持工作所需的電壓。同時，在最小負載時——通常是 PICmicro MCU 復位時——VDD 不超過齊納二極管的額定功率，也不超過 PICmicro MCU的最大 VDD。
03?采用3個整流二極管的更低成本方案
????圖 3-1 詳細說明了一個采用 3 個整流二極管的更低成本穩壓器方案。
????我們也可以把幾個常規開關二極管串聯起來，用其正向壓降來降低進入的 PICmicro MCU 的電壓。這甚至比齊納二極管穩壓器的成本還要低。這種設計的電流消耗通常要比使用齊納二極管的電路低。
????所需二極管的數量根據所選用二極管的正向電壓而變化。二極管 D1-D3 的電壓降是流經這些二極管的電流的函數。連接 R1 是為了避免在負載最小時——通常是 PICmicro MCU 處于復位或休眠狀態時——PICmicro MCU VDD 引腳上的電壓超過PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根據其他連接至VDD 的電路，可以提高R1 的阻值，甚至也可能完全不需要 R1。二極管 D1-D3 的選擇依據是：在最大負載時——通常是 PICmicro MCU 運行且驅動其輸出為高電平時——D1-D3 上的電壓降要足夠低從而能夠滿足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。
04?使用開關穩壓器
????如圖 4-1 所示，降壓開關穩壓器是一種基于電感的轉換器，用來把輸入電壓源降低至幅值較低的輸出電壓。輸出穩壓是通過控制 MOSFET Q1 的導通（ON）時間來實現的。由于 MOSFET 要么處于低阻狀態，要么處于高阻狀態（分別為 ON 和OFF），因此高輸入源電壓能夠高效率地轉換成較低的輸出電壓。
????當 Q1 在這兩種狀態期間時，通過平衡電感的電壓- 時間，可以建立輸入和輸出電壓之間的關系。
????對于 MOSFET Q1，有下式：
????在選擇電感的值時，使電感的最大峰 - 峰紋波電流等于最大負載電流的百分之十的電感值，是個很好的初始選擇。
????在選擇輸出電容值時，好的初值是：使 LC 濾波器特性阻抗等于負載電阻。這樣在滿載工作期間如果突然卸掉負載，電壓過沖能處于可接受范圍之內。
????在選擇二極管 D1 時，應選擇額定電流足夠大的元件，使之能夠承受脈沖周期 （IL）放電期間的電感電流。
????在連接兩個工作電壓不同的器件時，必須要知道其各自的輸出、輸入閾值。知道閾值之后，可根據應用的其他需求選擇器件的連接方法。表 4-1 是本文檔所使用的輸出、輸入閾值。在設計連接時，請務必參考制造商的數據手冊以獲得實際的閾值電平。
05?3.3V→5V直接連接
????將 3.3V 輸出連接到 5V 輸入最簡單的方法是直接連接，但直接連接需要滿足以下 2 點要求：
- 3.3V輸出的 VOH 大于 5V 輸入的 VIH
- 3.3V輸出的 VOL 小于 5V 輸入的 VIL
????能夠使用這種方法的例子之一是將 3.3V LVCMOS輸出連接到 5V TTL 輸入。從表 4-1 中所給出的值可以清楚地看到上述要求均滿足。
- 3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于5V TTL 的VIH （2.0V）
- 3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）
????如果這兩個要求得不到滿足，連接兩個部分時就需要額外的電路。可能的解決方案請參閱技巧 6、7、 8 和 13。
06?使用MOSFET轉換器
????如果 5V 輸入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，則驅動任何這樣的 5V 輸入就需要額外的電路。圖 6-1 所示為低成本的雙元件解決方案。
????在選擇 R1 的阻值時，需要考慮兩個參數，即：輸入的開關速度和 R1 上的電流消耗。當把輸入從 0切換到 1 時，需要計入因 R1 形成的 RC 時間常數而導致的輸入上升時間、 5V 輸入的輸入容抗以及電路板上任何的雜散電容。輸入開關速度可通過下式計算：
????由于輸入容抗和電路板上的雜散電容是固定的，提高輸入開關速度的惟一途徑是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以獲取更短的開關時間，卻是以增大5V 輸入為低電平時的電流消耗為代價的。通常，切換到 0 要比切換到 1 的速度快得多，因為 N 溝道 MOSFET 的導通電阻要遠小于 R1。另外，在選擇 N 溝道 FET 時，所選 FET 的VGS 應低于3.3V 輸出的 VOH。
07?使用二極管補償
????表 7-1 列出了 5V CMOS 的輸入電壓閾值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的輸出驅動電壓。
????從上表看出， 5V CMOS 輸入的高、低輸入電壓閾值均比 3.3V 輸出的閾值高約一伏。因此，即使來自 3.3V 系統的輸出能夠被補償，留給噪聲或元件容差的余地也很小或者沒有。我們需要的是能夠補償輸出并加大高低輸出電壓差的電路。
????輸出電壓規范確定后，就已經假定：高輸出驅動的是輸出和地之間的負載，而低輸出驅動的是 3.3V和輸出之間的負載。如果高電壓閾值的負載實際上是在輸出和 3.3V 之間的話，那么輸出電壓實際上要高得多，因為拉高輸出的機制是負載電阻，而不是輸出三極管。
????如果我們設計一個二極管補償電路 （見圖 7-1），二極管 D1 的正向電壓 （典型值 0.7V）將會使輸出低電壓上升，在 5V CMOS 輸入得到 1.1V 至1.2V 的低電壓。它安全地處于 5V CMOS 輸入的低輸入電壓閾值之下。輸出高電壓由上拉電阻和連至3.3V 電源的二極管 D2 確定。這使得輸出高電壓大約比 3.3V 電源高 0.7V，也就是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 輸入閾值 （3.5V）之上。
????注：為了使電路工作正常，上拉電阻必須顯著小于 5V CMOS 輸入的輸入電阻，從而避免由于輸入端電阻分壓器效應而導致的輸出電壓下降。上拉電阻還必須足夠大，從而確保加載在 3.3V 輸出上的電流在器件規范之內。
08?使用電壓比較器
????比較器的基本工作如下：
- 反相 （-）輸入電壓大于同相 （+）輸入電壓時，比較器輸出切換到 Vss。
- 同相 （+）輸入端電壓大于反相 （-）輸入電壓時，比較器輸出為高電平。
????為了保持 3.3V 輸出的極性， 3.3V 輸出必須連接到比較器的同相輸入端。比較器的反相輸入連接到由 R1 和 R2 確定的參考電壓處，如圖 8-1 所示。
??? R1 和 R2 之比取決于輸入信號的邏輯電平。對于3.3V 輸出，反相電壓應該置于VOL 與VOH之間的中點電壓。對于 LVCMOS 輸出，中點電壓為：
????如果 R1 和 R2 的邏輯電平關系如下：
????若 R2 取值為 1K，則 R1 為 1.8K。
????經過適當連接后的運算放大器可以用作比較器，以將 3.3V 輸入信號轉換為 5V 輸出信號。這是利用了比較器的特性，即：根據 “反相”輸入與 “同相”輸入之間的壓差幅值，比較器迫使輸出為高（VDD）或低 （Vss）電平。
????注：要使運算放大器在 5V 供電下正常工作，輸出必須具有軌到軌驅動能力。
09?直接連接
????通常 5V 輸出的 VOH 為 4.7 伏， VOL 為 0.4 伏；而通常 3.3V LVCMOS 輸入的 VIH 為 0.7 x VDD， VIL為 0.2 x VDD。
????當 5V 輸出驅動為低時，不會有問題，因為 0.4 伏的輸出小于 0.8 伏的輸入閾值。當 5V 輸出為高時， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所以，我們可以直接把兩個引腳相連，不會有沖突，前提是3.3V CMOS 輸出能夠耐受 5 伏電壓。
????如果 3.3V CMOS 輸入不能耐受 5 伏電壓，則將出現問題，因為超出了輸入的最大電壓規范。
10?使用二極管鉗位
????很多廠商都使用鉗位二極管來保護器件的 I/O 引腳，防止引腳上的電壓超過最大允許電壓規范。鉗位二極管使引腳上的電壓不會低于 Vss 超過一個二極管壓降，也不會高于 VDD 超過一個二極管壓降。要使用鉗位二極管來保護輸入，仍然要關注流經鉗位二極管的電流。流經鉗位二極管的電流應該始終比較小 （在微安數量級上）。
????如果流經鉗位二極管的電流過大，就存在部件閉鎖的危險。由于5V 輸出的源電阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串聯一個電阻，限制流經鉗位二極管的電流，如圖 10-1所示。使用串聯電阻的后果是降低了輸入開關的速度，因為引腳 （CL）上構成了 RC 時間常數。
????如果沒有鉗位二極管，可以在電流中添加一個外部二極管，如圖 10-2 所示。
11?5V→3.3V有源鉗位
????使用二極管鉗位有一個問題，即它將向 3.3V 電源注入電流。在具有高電流 5V 輸出且輕載 3.3V 電源軌的設計中，這種電流注入可能會使 3.3V 電源電壓超過 3.3V。
????為了避免這個問題，可以用一個三極管來替代，三極管使過量的輸出驅動電流流向地，而不是 3.3V 電源。設計的電路如圖 11-1 所示。
??? Q1的基極-發射極結所起的作用與二極管鉗位電路中的二極管相同。區別在于，發射極電流只有百分之幾流出基極進入 3.3V 軌，絕大部分電流都流向集電極，再從集電極無害地流入地。基極電流與集電極電流之比，由晶體管的電流增益決定，通常為10-400，取決于所使用的晶體管。
12?電阻分壓器
????可以使用簡單的電阻分壓器將 5V 器件的輸出降低到適用于 3.3V 器件輸入的電平。這種接口的等效電路如圖 12-1 所示。
????通常，源電阻 RS 非常小 （小于 10Ω），如果選擇的 R1 遠大于RS 的話，那么可以忽略 RS 對 R1 的影響。在接收端，負載電阻 RL 非常大 （大于500 kΩ），如果選擇的R2遠小于RL的話，那么可以忽略 RL 對 R2 的影響。
????在功耗和瞬態時間之間存在取舍權衡。為了使接口電流的功耗需求最小，串聯電阻 R1 和 R2 應盡可能大。但是，負載電容 （由雜散電容 CS 和 3.3V 器件的輸入電容 CL 合成）可能會對輸入信號的上升和下降時間產生不利影響。如果 R1 和 R2 過大，上升和下降時間可能會過長而無法接受。
????如果忽略 RS 和 RL 的影響，則確定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 給出。
????公式 12-2 給出了確定上升和下降時間的公式。為便于電路分析，使用戴維寧等效計算來確定外加電壓 VA 和串聯電阻R。戴維寧等效計算定義為開路電壓除以短路電流。根據公式 12-2 所施加的限制，對于圖 12-1 所示電路，確定的戴維寧等效電阻 R 應為 0.66*R1，戴維寧等效電壓 VA 應為0.66*VS。
????例如，假設有下列條件存在：
- 雜散電容 = 30 pF
- 負載電容 = 5 pF
- 從 0.3V 至 3V 的最大上升時間 ≤ 1 μs
- 外加源電壓 Vs = 5V
????確定最大電阻的計算如公式 12-3 所示。
13?電平轉換器
????盡管電平轉換可以分立地進行，但通常使用集成解決方案較受歡迎。電平轉換器的使用范圍比較廣泛：有單向和雙向配置、不同的電壓轉換和不同的速度，供用戶選擇最佳的解決方案。
????器件之間的板級通訊 （例如， MCU 至外設）通過 SPI 或 I2C? 來進行，這是最常見的。對于SPI，使用單向電平轉換器比較合適；對于 I2C，就需要使用雙向解決方案。下面的圖 13-1 顯示了這兩種解決方案。
??? 3.3V 至 5V 接口的最后一項挑戰是如何轉換模擬信號，使之跨越電源障礙。低電平信號可能不需要外部電路，但在 3.3V 與 5V 之間傳送信號的系統則會受到電源變化的影響。例如，在 3.3V 系統中，ADC轉換1V峰值的模擬信號，其分辨率要比5V系統中 ADC 轉換的高，這是因為在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部分用于轉換。但另一方面，3.3V 系統中相對較高的信號幅值，與系統較低的共模電壓限制可能會發生沖突。
????因此，為了補償上述差異，可能需要某種接口電路。本節將討論接口電路，以幫助緩和信號在不同電源之間轉換的問題。
14?模擬增益模塊
????從 3.3V 電源連接至 5V 時，需要提升模擬電壓。33 kΩ 和 17kΩ 電阻設定了運放的增益，從而在兩端均使用滿量程。11 kΩ 電阻限制了流回 3.3V 電路的電流。
15?模擬補償模塊
????該模塊用于補償 3.3V 轉換到 5V 的模擬電壓。下面是將 3.3V 電源供電的模擬電壓轉換為由 5V電源供電。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 電阻以及+5V 電源，等效于串聯了 25 kΩ 電阻的 0.85V 電壓源。
????這個等效的 25 kΩ 電阻、三個 25 kΩ 電阻以及運放構成了增益為 1 V/V 的差動放大器。0.85V等效電壓源將出現在輸入端的任何信號向上平移相同的幅度；以 3.3V/2 = 1.65V 為中心的信號將同時以 5.0V/2 = 2.50V 為中心。左上方的電阻限制了來自 5V 電路的電流。
16?有源模擬衰減器
????此技巧使用運算放大器衰減從 5V 至 3.3V 系統的信號幅值。關于運放的文章，移步此處:??看懂運算放大器原理??。
????要將 5V 模擬信號轉換為 3.3V 模擬信號，最簡單的方法是使用 R1:R2 比值為 1.7:3.3 的電阻分壓器。
????然而，這種方法存在一些問題：
- 1）衰減器可能會接至容性負載，構成不期望得到的低通濾波器。
- 2）衰減器電路可能需要從高阻抗源驅動低阻抗負載。
????無論是哪種情形，都需要運算放大器用以緩沖信號。所需的運放電路是單位增益跟隨器 （見圖 16-1）。
????電路輸出電壓與加在輸入的電壓相同。
????為了把 5V 信號轉換為較低的 3V 信號，我們只要加上電阻衰減器即可。
????如果電阻分壓器位于單位增益跟隨器之前，那么將為 3.3V 電路提供最低的阻抗。此外，運放可以從3.3V 供電，這將節省一些功耗。如果選擇的 X 非常大的話， 5V 側的功耗可以最大限度地減小。
????如果衰減器位于單位增益跟隨器之后，那么對 5V源而言就有最高的阻抗。運放必須從 5V 供電，3V 側的阻抗將取決于 R1||R2 的值。
17?模擬限幅器
????在將 5V 信號傳送給 3.3V 系統時，有時可以將衰減用作增益。如果期望的信號小于 5V，那么把信號直接送入 3.3V ADC 將產生較大的轉換值。當信號接近 5V 時就會出現危險。所以，需要控制電壓越限的方法，同時不影響正常范圍中的電壓。
????這里將討論三種實現方法：
- 使用二極管，鉗位過電壓至 3.3V 供電系統。
- 使用齊納二極管，把電壓鉗位至任何期望的電壓限。
- 使用帶二極管的運算放大器，進行精確鉗位。
????進行過電壓鉗位的最簡單的方法，與將 5V 數字信號連接至 3.3V 數字信號的簡單方法完全相同。使用電阻和二極管，使過量電流流入 3.3V 電源。選用的電阻值必須能夠保護二極管和 3.3V 電源，同時還不會對模擬性能造成負面影響。如果?3.3V 電源的阻抗太低，那么這種類型的鉗位可能致使3.3V 電源電壓上升。即使 3.3V 電源有很好的低阻抗，當二極管導通時，以及在頻率足夠高的情況下，當二極管沒有導通時 （由于有跨越二極管的寄生電容），此類鉗位都將使輸入信號向 3.3V 電源施加噪聲。
????為了防止輸入信號對電源造成影響，或者為了使輸入應對較大的瞬態電流時更為從容，對前述方法稍加變化，改用齊納二極管。齊納二極管的速度通常要比第一個電路中所使用的快速信號二極管慢。不過，齊納鉗位一般來說更為結實，鉗位時不依賴于電源的特性參數。鉗位的大小取決于流經二極管的電流。這由 R1 的值決定。如果 VIN 源的輸出阻抗足夠大的話，也可不需要 R1。
????如果需要不依賴于電源的更為精確的過電壓鉗位，可以使用運放來得到精密二極管。電路如圖 17-3所示。運放補償了二極管的正向壓降，使得電壓正好被鉗位在運放的同相輸入端電源電壓上。如果運放是軌到軌的話，可以用 3.3V 供電。
????由于鉗位是通過運放來進行的，不會影響到電源。
????運放不能改善低電壓電路中出現的阻抗，阻抗仍為R1 加上源電路阻抗。
18?驅動雙極型晶體管
????在驅動雙極型晶體管時，基極 “驅動”電流和正向電流增益 （Β/hFE）將決定晶體管將吸納多少電流。如果晶體管被單片機 I/O 端口驅動，使用端口電壓和端口電流上限 （典型值 20 mA）來計算基極驅動電流。如果使用的是 3.3V 技術，應改用阻值較小的基極電流限流電阻，以確保有足夠的基極驅動電流使晶體管飽和。
??? RBASE的值取決于單片機電源電壓。公式18-1 說明了如何計算 RBASE。
????如果將雙極型晶體管用作開關，開啟或關閉由單片機 I/O 端口引腳控制的負載，應使用最小的 hFE規范和裕度，以確保器件完全飽和。
? 3V 技術示例：
? 5V技術示例：
????對于這兩個示例，提高基極電流留出裕度是不錯的做法。將 1mA 的基極電流驅動至 2 mA 能確保飽和，但代價是提高了輸入功耗。
19?驅動N溝道MOSFET晶體管
????在選擇與 3.3V 單片機配合使用的外部 N 溝道MOSFET 時，一定要小心。MOSFET 柵極閾值電壓表明了器件完全飽和的能力。
????對于 3.3V 應用，所選 MOSFET 的額定導通電阻應針對 3V 或更小的柵極驅動電壓。例如，對于具有 3.3V 驅動的100 mA負載，額定漏極電流為250 μA的FET在柵極 - 源極施加 1V 電壓時，不一定能提供滿意的結果。在從 5V 轉換到 3V 技術時，應仔細檢查柵極- 源極閾值和導通電阻特性參數，如圖 19-1所示。稍微減少柵極驅動電壓，可以顯著減小漏電流。
????對于 MOSFET，低閾值器件較為常見，其漏－源電壓額定值低于 30V。漏－源額定電壓大于 30V的 MOSFET，通常具有更高的閾值電壓 （VT）。
????如表 19-1 所示，此 30V N 溝道 MOSFET 開關的閾值電壓是 0.6V。柵極施加 2.8V 的電壓時，此MOSFET 的額定電阻是 35 mΩ，因此，它非常適用于 3.3V 應用。
????對于 IRF7201 數據手冊中的規范，柵極閾值電壓最小值規定為 1.0V。這并不意味著器件可以用來在1.0V 柵 - 源電壓時開關電流，因為對于低于 4.5V 的VGS （th），沒有說明規范。對于需要低開關電阻的 3.3V 驅動的應用，不建議使用 IRF7201，但它可以用于 5V 驅動應用。
三、xxx
四、xxx
五、蜂鳴器驅動電路
?蜂鳴器是電路設計中常用的器件，廣泛用于工業控制報警、機房監控、門禁控制、計算機 等電子產品作預警發聲器件，驅動電路也非常簡單，然而很多人在設計時往往隨意設計，導 致實際電路中蜂鳴器不發聲、輕微發聲和亂發聲的情況發生。
????下面就 3.3V NPN 三極管驅動有源蜂鳴器設計，從實際產品中分析電路設計存在的問題，提出電路的改進方案，使讀者能從小小的蜂鳴器電路中學會分析和改進電路的方法，從而設計出更優秀的產品，達到拋磚引玉的效果。
常見錯誤接法
????上圖為典型的錯誤接法，當 BUZZER 端輸入高電平時蜂鳴器不響或響聲太小。當 I/O 口為高電平時，基極電壓為 3.3/4.7*3.3V≈2.3V，由于三極管的壓降 0.6~0.7V，則三極管射 極電壓為 2.3-0.7=1.6V，驅動電壓太低導致蜂鳴器無法驅動或者響聲很小。
????上圖為第二種典型的錯誤接法，由于上拉電阻R2，BUZZER 端在輸出低電平時，由于 電阻R1和R2的分壓作用，三極管不能可靠關斷。
????上圖為第三種錯誤接法，三極管的高電平門檻電壓就只有 0.7V，即在 BUZZER 端輸入 壓只要超過0.7V就有可能使三極管導通，顯然0.7V的門檻電壓對于數字電路來說太低了， 電磁干擾的環境下，很容易造成蜂鳴器鳴叫。
????上圖為第四種錯誤接法，當CPU的GPIO管腳存在內部下拉時，由于 I/O 口存在輸入阻抗，也可能導致三極管不能可靠關斷，而且和圖3一樣BUZZER端輸入電壓只要超過0.7V就有可能使三極管導通。
????以上幾種用法我覺得也不能說是完全不行，對于器件的各種參數要求會比較局限，不利于器件選型，抗干擾性能也比較差。
NPN三極管控制有源蜂鳴器常規設計
????上圖為通用有源蜂鳴器的驅動電路。電阻R1為限流電阻，防止流過基極電流過大損壞三極管。關于三極管基礎，請移步此文:??PNP與NPN兩種三極管使用方法??。
????電阻R2有著重要的作用。
????第一個作用：R2 相當于基極的下拉電阻。如果A端被懸空則由于R2的存在能夠使三極管保持在可靠的關斷狀態，如果刪除R2則當BUZZER輸入端懸空時則易受到干擾而可能導致三極管狀態發生意外翻轉或進入不期望的放大狀態，造成蜂鳴器意外發聲。
????第二個作用：R2可提升高電平的門檻電壓。如果刪除R2，則三極管的高電平門檻電壓就只有0.7V，即A端輸入電壓只要超過0.7V 就有可能導通，添加R2的情況就不同了，當從A端輸入電壓達到約2.2V 時三極管才會飽和導通，具體計算過程如下：
????假定β =120為晶體管參數的最小值，蜂鳴器導通電流是15mA。那么集電極電流IC=15mA。則三極管剛剛達到飽和導通時的基極電流是 IB=15mA/120=0.125mA。流經R2的電流是0.7V/3.3k?=0.212mA，流經R1的電流 IR1=0.212mA +0.125mA=0.337 mA。最后算出BUZZER端的門檻電壓是0.7V+0.337mA× 4.7k?=2.2839V≈2.3V。
????圖中的C2為電源濾波電容，濾除電源高頻雜波。C1可以在有強干擾環境下，有效的濾除干擾信號，避免蜂鳴器變音和意外發聲，在 RFID射頻通訊、Mifare卡的應用時，這里初步選用0.1uF 的電容，具體可以根據實際情況選擇。
改進方案
????蜂鳴器竟然有EMI 輻射？！在 NPN 3.3V 控制有源蜂鳴器時，在電路的 BUZZER 輸入 高電平，讓蜂鳴器鳴叫，檢測蜂鳴器輸入管腳（NPN 三極管的C極處信號，發現蜂鳴器在發聲時，向外發生1.87KHz，-2.91V 的脈沖信號，蜂鳴器自身發放脈沖如下圖所示。
????在電路的BUZZER 輸入20Hz的脈沖信號，讓蜂鳴器鳴叫，檢測蜂鳴器輸入管腳處信號，發現蜂鳴器在發聲時，在控制電平上疊加了1.87KHz，-2.92V 的脈沖信號，并且在蜂鳴器關斷時出現正向尖峰脈沖（≥10V），如下圖所示。
????上圖中1.87KHz，-2.92V 的脈沖信號應該是有源蜂鳴器內部震蕩源釋放出來的信號。常用有源蜂鳴器主要分為壓電式、 電磁震蕩式兩種， iMX283 開發板上用的是壓電式蜂鳴器，壓電式蜂鳴器主要由多諧振蕩器、壓電蜂鳴片、阻抗匹配器及共鳴箱、外殼等組成，而多諧震蕩器由晶體管或集成電路構成，我們所用的蜂鳴器內部含有晶體管震蕩電路（有興趣的朋友可以自己拆開看看）。
????有源蜂鳴器產生脈沖信號能量不是很強，可以考慮增加濾波電容將脈沖信號濾除。在有源蜂鳴器的兩端添加一個104的濾波電容，脈沖信號削減到-110mV，減少蜂鳴器自身發放脈沖如下圖所示，但頂部信號由于電容充電過慢，有點延時。
????消除蜂鳴器EMI輻射，NPN 有源蜂鳴器控制電路改善后電路圖如下所示。
兼容性設計
????作為標準電路，需要考慮電路的兼容性問題，比如同樣耐壓不同功率的有源蜂鳴器，有 源蜂鳴器和無源蜂鳴器的兼容性問題。?
兼容同樣耐壓不同功率的有源蜂鳴器電路設計
????為了電路的兼容性和可擴展性，電路需要考慮兼容不同廠家和不同功率的蜂鳴器。同一 個耐壓的蜂鳴器主要是蜂鳴器的內阻和工作電流不一樣，一般 3V~5V 耐壓的蜂鳴器，不同功率的蜂鳴器導通電流是 10mA~80mA。我們按照最大功率的蜂鳴器去設計電路即可，即三極管的推動電流按照 80 mA 設計。
????假定：β＝120 為晶體管參數的最小值，蜂鳴器導通電流是 80 mA。那么集電極電流 IC ＝80 mA。則三極管剛剛達到飽和導通時的基極電流 IB＝80mA／ 120＝0.667mA。流經 R2的電流是 0.7V／ 3.3k?＝ 0.212mA，所以流經 R1 的電流應該是 IR1=0.667mA +0.125mA=0.792mA。BUZZER 端的門檻電壓是設定在 2.2V，那么 R1=(2.2V-0.7V)/ 0.792mA=1.89K。電阻取常規 2K 即可。
????如果電路更換功率稍大一點的有源蜂鳴器，可以按照上面的計算方法計算 R1 的大小。?
兼容有源蜂鳴器和無源蜂鳴器電路設計
????在電路的設計過程中，往往會碰到需求變更，比如項目前期，對蜂鳴器的發聲頻率沒有 要求，但后期有要求，需要更換為無源蜂鳴器，這時就需要修改電路圖，甚至修改 PCB， 這樣就增加了改動成本、周期和風險。
????有源蜂鳴器和無源蜂鳴器的驅動電路區別主要在于無源蜂鳴器本質上是一個感性元件， 其電流不能瞬變，因此必須有一個續流二極管提供續流。否則，在蜂鳴器兩端會有反向感應 電動勢，產生幾十伏的尖峰電壓，可能損壞驅動三極管，并干擾整個電路系統的其它部分。而如果電路中工作電壓較大，要使用耐壓值較大的二極管，而如果電路工作頻率高，則要選 用高速的二極管。這里選擇的是 IN4148 的開關二極管。NPN 無源蜂鳴器控制電路圖如下所示。
六、三極管濾波
?如圖1是無刷電機霍爾信號的濾波電路，為了保證波形質量，簡單的阻容濾波并不能完全解決實際復雜的工作環境所帶來的波形異常，量產的無刷驅動模塊也有該電路。
?為了保證濾波質量，在RC濾波后面加一個NPN三極管，利用三極管自身的響應速度達到高質量濾波目的。
?三極管響應速度有個最小寬度要求，通常是幾十個納秒到幾百納秒，信號大于最小脈寬要求才能保證正常輸出而不失真。
圖1：無刷電機霍爾信號濾波
?通常在做驅動的時候，會遇到霍爾信號或編碼器信號的處理，該信號是脈沖（方波）信號，在濾波之前的波形如圖1左邊所示，實際上毛刺會更多更雜。
?毛刺寬度一般只有幾十個納秒，在RC濾波后面加上一個三極管后可根本濾除毛刺，讓輸出更干凈，質量更高，如圖1右邊所示。
?圖2、圖3、圖4是實測無刷電機霍爾信號濾波前后的波形對比，紅色波形代表霍爾信號濾波前的；藍色波形代表霍爾信號濾波后的。濾波前的毛刺異常恐怖。
圖2：濾波前后對比
圖3：濾波前后對比（放大）
圖4：濾波前后對比（再放大）
?圖5是實測無刷電機霍爾信號經過RC濾波后和三級管后濾波的波形對比，紅色波形代表霍爾信號經過RC濾波后的，藍色波形代表霍爾信號經過RC濾波再經過三極管濾波后的；
注：兩個波形沒有反相，是因為上面那個紅色波形一直在左右晃動，隨機抓取的。
圖5：RC濾波和三級管濾波對比
?要點：
①該類信號屬于OC輸出，所以需要加上拉電阻（R4）；
②阻容濾波（R2、C1）是低通濾波，信號頻率應低于fc=1/2πRC；
③三極管導通時必須工作在飽和狀態，通常基極電流Ib＞1mA能保證三極管工作在飽和狀態；
④三極管輸出波形與輸入波形反相，這點在程序里可以做取反處理。
七、不同的電平信號的MCU怎么通信？
下面這個“電平轉換”電路，理解后令人心情愉快。電路設計其實也可以很有趣。
????先說一說這個電路的用途：當兩個MCU在不同的工作電壓下工作（如MCU1 工作電壓5V；MCU2 工作電壓3.3V），那么MCU1 與MCU2之間怎樣進行串口通信呢？很明顯是不能將對應的TX、RX引腳直接相連的，否測可能造成較低工作電壓的MCU燒毀！
????下面的“電平雙向轉換電路”就可以實現不同VDD（芯片工作電壓）的MCU之間進行串口通信。
????該電路的核心在于電路中的MOS場效應管（2N7002）。他和三極管的功能很相似，可做開關使用，即可控制電路的通和斷。不過比起三極管，MOS管有挺多優勢，后面將會詳細講起。下圖是MOS管實物3D圖和電路圖。簡單的講，要讓他當做開關，只要讓Vgs（導通電壓）達到一定值，引腳D、S就會導通，Vgs沒有達到這個值就截止。
????那么如何將2N7002應用到上面電路中呢，又起著什么作用呢？下面我們來分析一下。
????如果沿著a、b兩條線，將電路切斷。那么MCU1的TX引腳被上拉為5V，MCU2的RX引腳也被上拉為3.3V。2N7002的S、D引腳（對應圖中的2、3引腳）截止就相當于a、b兩條線，將電路切斷。也就是說，此電路在2N7002截止的時候是可以做到，給兩個MCU引腳輸送對應的工作電壓。?
????下面進一步分析：
????數據傳輸方向MCU1-->MCU2。
1. MCU1 TX發送高電平（5V），MCU2 RX配置為串口接收引腳，此時2N7002的S、D引腳（對應圖中的2、3引腳）截止，2N7002里面的二極管3-->2方向不通。那么MCU2 RX被VCC2上拉為3.3V。
2. MCU1 TX發送低電平（0V），此時2N7002的S、D引腳依然截止，但是2N7002里面的二極管2-->3方向通，即VCC2、R2、2N7002里的二極管、MCU1 TX組成一個回路。2N7002的2引腳被拉低，此時MCU2 RX為0V。該電路從MCU1到MCU2方向，數據傳輸，達到了電平轉換的效果。
接下來分析
數據傳輸方向MCU2-->MCU1
1. MCU2 TX發送高電平（3.3V），此時Vgs（圖中1、2引腳電壓差）電壓差約等于0，2N7002截止，2N7002里面的二極管3-->2方向不通，此時MCU1 RX引腳被VCC1上拉為5V。
2. MCU2 TX發送低電平（0V），此時Vgs（圖中1、2引腳電壓差）電壓差約等于3.3V，2N7002導通，2N7002里面的二極管3-->2方向不通，VCC1、R1、2N7002里的二極管、MCU2 TX組成一個回路。2N7002的3引腳被拉低，此時MCU1 RX為0V。
????該電路從MCU2到MCU1方向，數據傳輸，達到了電平轉換的效果。
????到此，該電路就分析完了，這是一個雙向的串口電平轉換電路。
MOS的優勢：
1、場效應管的源極S、柵極G、漏極D分別對應于三極管的發射極e、基極b、集電極c，它們的作用相似，圖一所示是N溝道MOS管和NPN型晶體三極管引腳，圖二所示是P溝道MOS管和PNP型晶體三極管引腳對應圖。
2、場效應管是電壓控制電流器件，由VGS控制ID，普通的晶體三極管是電流控制電流器件，由IB控制IC。MOS管道放大系數是（跨導gm）當柵極電壓改變一伏時能引起漏極電流變化多少安培。晶體三極管是電流放大系數（貝塔β）當基極電流改變一毫安時能引起集電極電流變化多少。
3、場效應管柵極和其它電極是絕緣的，不產生電流；而三極管工作時基極電流IB決定集電極電流IC。因此場效應管的輸入電阻比三極管的輸入電阻高的多。
4、場效應管只有多數載流子參與導電；三極管有多數載流子和少數載流子兩種載流子參與導電，因少數載流子濃度受溫度、輻射等因素影響較大，所以場效應管比三極管的溫度穩定性好。
5、場效應管在源極未與襯底連在一起時，源極和漏極可以互換使用，且特性變化不大，而三極管的集電極與發射極互換使用時，其特性差異很大，b 值將減小很多。
6、場效應管的噪聲系數很小，在低噪聲放大電路的輸入級及要求信噪比較高的電路中要選用場效應管。
7、場效應管和普通晶體三極管均可組成各種放大電路和開關電路，但是場效應管制造工藝簡單，并且又具有普通晶體三極管不能比擬的優秀特性，在各種電路及應用中正逐步的取代普通晶體三極管，目前的大規模和超大規模集成電路中，已經廣泛的采用場效應管。
8、輸入阻抗高，驅動功率小：由于柵源之間是二氧化硅（SiO2）絕緣層，柵源之間的直流電阻基本上就是SiO2絕緣電阻，一般達100MΩ左右，交流輸入阻抗基本上就是輸入電容的容抗。由于輸入阻抗高，對激勵信號不會產生壓降，有電壓就可以驅動，所以驅動功率極小（靈敏度高）。一般的晶體三極管必需有基極電壓Vb，再產生基極電流Ib，才能驅動集電極電流的產生。晶體三極管的驅動是需要功率的（Vb×Ib）。
9、開關速度快:MOSFET的開關速度和輸入的容性特性的有很大關系，由于輸入容性特性的存在，使開關的速度變慢，但是在作為開關運用時，可降低驅動電路內阻，加快開關速度（輸入采用了后述的“灌流電路”驅動，加快了容性的充放電的時間）。MOSFET只靠多子導電，不存在少子儲存效應，因而關斷過程非常迅速，開關時間在10—100ns之間，工作頻率可達100kHz以上，普通的晶體三極管由于少數載流子的存儲效應，使開關總有滯后現象，影響開關速度的提高（目前采用MOS管的開關電源其工作頻率可以輕易的做到100K/S～150K/S,這對于普通的大功率晶體三極管來說是難以想象的）。
10、無二次擊穿：由于普通的功率晶體三極管具有當溫度上升就會導致集電極電流上升（正的溫度～電流特性）的現象，而集電極電流的上升又會導致溫度進一步的上升，溫度進一步的上升，更進一步的導致集電極電流的上升這一惡性循環。而晶體三極管的耐壓VCEO隨管溫度升高是逐步下降，這就形成了管溫繼續上升、耐壓繼續下降最終導致晶體三極管的擊穿，這是一種導致電視機開關電源管和行輸出管損壞率占95%的破環性的熱電擊穿現象，也稱為二次擊穿現象。MOS管具有和普通晶體三極管相反的溫度～電流特性，即當管溫度（或環境溫度）上升時，溝道電流IDS反而下降。例如；一只IDS=10A的MOS FET開關管，當VGS控制電壓不變時，在250C溫度下IDS=3A，當芯片溫度升高為1000C時，IDS降低到2A，這種因溫度上升而導致溝道電流IDS下降的負溫度電流特性，使之不會產生惡性循環而熱擊穿。也就是MOS管沒有二次擊穿現象，可見采用MOS管作為開關管，其開關管的損壞率大幅度的降低，近兩年電視機開關電源采用MOS管代替過去的普通晶體三極管后，開關管損壞率大大降低也是一個極好的證明。
11、MOS管導通后其導通特性呈純阻性：普通晶體三極管在飽和導通是，幾乎是直通，有一個極低的壓降，稱為飽和壓降，既然有一個壓降，那么也就是；普通晶體三極管在飽和導通后等效是一個阻值極小的電阻，但是這個等效的電阻是一個非線性的電阻（電阻上的電壓和流過的電流不能符合歐姆定律），而MOS管作為開關管應用，在飽和導通后也存在一個阻值極小的電阻，但是這個電阻等效一個線性電阻，其電阻的阻值和兩端的電壓降和流過的電流符合歐姆定律的關系，電流大壓降就大，電流小壓降就小，導通后既然等效是一個線性元件，線性元件就可以并聯應用，當這樣兩個電阻并聯在一起，就有一個自動電流平衡的作用，所以MOS管在一個管子功率不夠的時候，可以多管并聯應用，且不必另外增加平衡措施（非線性器件是不能直接并聯應用的）。
八、19個常用的5V轉3.3V技巧
01?使用LDO穩壓器
????標準三端線性穩壓器的壓差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地轉換為 3.3V，就不能使用它們。壓差為幾百個毫伏的低壓降 （Low Dropout， LDO）穩壓器，是此類應用的理想選擇。圖 1-1 是基本LDO 系統的框圖，標注了相應的電流。
????從圖中可以看出， LDO 由四個主要部分組成：
- 導通晶體管
- 帶隙參考源
- 運算放大器
- 反饋電阻分壓器
????在選擇 LDO 時，重要的是要知道如何區分各種LDO。器件的靜態電流、封裝大小和型號是重要的器件參數。根據具體應用來確定各種參數，將會得到最優的設計。
??? LDO的靜態電流IQ是器件空載工作時器件的接地電流 IGND。IGND 是 LDO 用來進行穩壓的電流。當IOUT>>IQ 時， LDO 的效率可用輸出電壓除以輸入電壓來近似地得到。然而，輕載時，必須將 IQ 計入效率計算中。具有較低 IQ 的 LDO 其輕載效率較高。輕載效率的提高對于 LDO 性能有負面影響。靜態電流較高的 LDO 對于線路和負載的突然變化有更快的響應。
02?采用齊納二極管的低成本方案
????這里詳細說明了一個采用齊納二極管的低成本穩壓器方案。
????可以用齊納二極管和電阻做成簡單的低成本 3.3V穩壓器，如圖 2-1 所示。在很多應用中，該電路可以替代 LDO 穩壓器并具成本效益。但是，這種穩壓器對負載敏感的程度要高于 LDO 穩壓器。另外，它的能效較低，因為 R1 和 D1 始終有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro MCU的電流，從而使VDD 保持在允許范圍內。由于流經齊納二極管的電流變化時，二極管的反向電壓也將發生改變，所以需要仔細考慮 R1 的值。
??? R1 的選擇依據是：在最大負載時——通常是在PICmicro MCU 運行且驅動其輸出為高電平時——R1上的電壓降要足夠低從而使PICmicro MCU有足以維持工作所需的電壓。同時，在最小負載時——通常是 PICmicro MCU 復位時——VDD 不超過齊納二極管的額定功率，也不超過 PICmicro MCU的最大 VDD。
03?采用3個整流二極管的更低成本方案
????圖 3-1 詳細說明了一個采用 3 個整流二極管的更低成本穩壓器方案。
????我們也可以把幾個常規開關二極管串聯起來，用其正向壓降來降低進入的 PICmicro MCU 的電壓。這甚至比齊納二極管穩壓器的成本還要低。這種設計的電流消耗通常要比使用齊納二極管的電路低。
????所需二極管的數量根據所選用二極管的正向電壓而變化。二極管 D1-D3 的電壓降是流經這些二極管的電流的函數。連接 R1 是為了避免在負載最小時——通常是 PICmicro MCU 處于復位或休眠狀態時——PICmicro MCU VDD 引腳上的電壓超過PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根據其他連接至VDD 的電路，可以提高R1 的阻值，甚至也可能完全不需要 R1。二極管 D1-D3 的選擇依據是：在最大負載時——通常是 PICmicro MCU 運行且驅動其輸出為高電平時——D1-D3 上的電壓降要足夠低從而能夠滿足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。
04?使用開關穩壓器
????如圖 4-1 所示，降壓開關穩壓器是一種基于電感的轉換器，用來把輸入電壓源降低至幅值較低的輸出電壓。輸出穩壓是通過控制 MOSFET Q1 的導通（ON）時間來實現的。由于 MOSFET 要么處于低阻狀態，要么處于高阻狀態（分別為 ON 和OFF），因此高輸入源電壓能夠高效率地轉換成較低的輸出電壓。
????當 Q1 在這兩種狀態期間時，通過平衡電感的電壓- 時間，可以建立輸入和輸出電壓之間的關系。
????對于 MOSFET Q1，有下式：
????在選擇電感的值時，使電感的最大峰 - 峰紋波電流等于最大負載電流的百分之十的電感值，是個很好的初始選擇。
????在選擇輸出電容值時，好的初值是：使 LC 濾波器特性阻抗等于負載電阻。這樣在滿載工作期間如果突然卸掉負載，電壓過沖能處于可接受范圍之內。
????在選擇二極管 D1 時，應選擇額定電流足夠大的元件，使之能夠承受脈沖周期 （IL）放電期間的電感電流。
????在連接兩個工作電壓不同的器件時，必須要知道其各自的輸出、輸入閾值。知道閾值之后，可根據應用的其他需求選擇器件的連接方法。表 4-1 是本文檔所使用的輸出、輸入閾值。在設計連接時，請務必參考制造商的數據手冊以獲得實際的閾值電平。
05?3.3V→5V直接連接
????將 3.3V 輸出連接到 5V 輸入最簡單的方法是直接連接，但直接連接需要滿足以下 2 點要求：
- 3.3V輸出的 VOH 大于 5V 輸入的 VIH
- 3.3V輸出的 VOL 小于 5V 輸入的 VIL
????能夠使用這種方法的例子之一是將 3.3V LVCMOS輸出連接到 5V TTL 輸入。從表 4-1 中所給出的值可以清楚地看到上述要求均滿足。
- 3.3V LVCMOS 的 VOH （3.0V）大于5V TTL 的VIH （2.0V）
- 3.3V LVCMOS 的 VOL （0.5V）小于 5V TTL 的VIL （0.8V）
????如果這兩個要求得不到滿足，連接兩個部分時就需要額外的電路。可能的解決方案請參閱技巧 6、7、 8 和 13。
06?使用MOSFET轉換器
????如果 5V 輸入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高，則驅動任何這樣的 5V 輸入就需要額外的電路。圖 6-1 所示為低成本的雙元件解決方案。
????在選擇 R1 的阻值時，需要考慮兩個參數，即：輸入的開關速度和 R1 上的電流消耗。當把輸入從 0切換到 1 時，需要計入因 R1 形成的 RC 時間常數而導致的輸入上升時間、 5V 輸入的輸入容抗以及電路板上任何的雜散電容。輸入開關速度可通過下式計算：
????由于輸入容抗和電路板上的雜散電容是固定的，提高輸入開關速度的惟一途徑是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以獲取更短的開關時間，卻是以增大5V 輸入為低電平時的電流消耗為代價的。通常，切換到 0 要比切換到 1 的速度快得多，因為 N 溝道 MOSFET 的導通電阻要遠小于 R1。另外，在選擇 N 溝道 FET 時，所選 FET 的VGS 應低于3.3V 輸出的 VOH。
07?使用二極管補償
????表 7-1 列出了 5V CMOS 的輸入電壓閾值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的輸出驅動電壓。
????從上表看出， 5V CMOS 輸入的高、低輸入電壓閾值均比 3.3V 輸出的閾值高約一伏。因此，即使來自 3.3V 系統的輸出能夠被補償，留給噪聲或元件容差的余地也很小或者沒有。我們需要的是能夠補償輸出并加大高低輸出電壓差的電路。
????輸出電壓規范確定后，就已經假定：高輸出驅動的是輸出和地之間的負載，而低輸出驅動的是 3.3V和輸出之間的負載。如果高電壓閾值的負載實際上是在輸出和 3.3V 之間的話，那么輸出電壓實際上要高得多，因為拉高輸出的機制是負載電阻，而不是輸出三極管。
????如果我們設計一個二極管補償電路 （見圖 7-1），二極管 D1 的正向電壓 （典型值 0.7V）將會使輸出低電壓上升，在 5V CMOS 輸入得到 1.1V 至1.2V 的低電壓。它安全地處于 5V CMOS 輸入的低輸入電壓閾值之下。輸出高電壓由上拉電阻和連至3.3V 電源的二極管 D2 確定。這使得輸出高電壓大約比 3.3V 電源高 0.7V，也就是 4.0 到 4.1V，很安全地在 5V CMOS 輸入閾值 （3.5V）之上。
????注：為了使電路工作正常，上拉電阻必須顯著小于 5V CMOS 輸入的輸入電阻，從而避免由于輸入端電阻分壓器效應而導致的輸出電壓下降。上拉電阻還必須足夠大，從而確保加載在 3.3V 輸出上的電流在器件規范之內。
08?使用電壓比較器
????比較器的基本工作如下：
- 反相 （-）輸入電壓大于同相 （+）輸入電壓時，比較器輸出切換到 Vss。
- 同相 （+）輸入端電壓大于反相 （-）輸入電壓時，比較器輸出為高電平。
????為了保持 3.3V 輸出的極性， 3.3V 輸出必須連接到比較器的同相輸入端。比較器的反相輸入連接到由 R1 和 R2 確定的參考電壓處，如圖 8-1 所示。
??? R1 和 R2 之比取決于輸入信號的邏輯電平。對于3.3V 輸出，反相電壓應該置于VOL 與VOH之間的中點電壓。對于 LVCMOS 輸出，中點電壓為：
????如果 R1 和 R2 的邏輯電平關系如下：
????若 R2 取值為 1K，則 R1 為 1.8K。
????經過適當連接后的運算放大器可以用作比較器，以將 3.3V 輸入信號轉換為 5V 輸出信號。這是利用了比較器的特性，即：根據 “反相”輸入與 “同相”輸入之間的壓差幅值，比較器迫使輸出為高（VDD）或低 （Vss）電平。
????注：要使運算放大器在 5V 供電下正常工作，輸出必須具有軌到軌驅動能力。
09?直接連接
????通常 5V 輸出的 VOH 為 4.7 伏， VOL 為 0.4 伏；而通常 3.3V LVCMOS 輸入的 VIH 為 0.7 x VDD， VIL為 0.2 x VDD。
????當 5V 輸出驅動為低時，不會有問題，因為 0.4 伏的輸出小于 0.8 伏的輸入閾值。當 5V 輸出為高時， 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH，所以，我們可以直接把兩個引腳相連，不會有沖突，前提是3.3V CMOS 輸出能夠耐受 5 伏電壓。
????如果 3.3V CMOS 輸入不能耐受 5 伏電壓，則將出現問題，因為超出了輸入的最大電壓規范。
10?使用二極管鉗位
????很多廠商都使用鉗位二極管來保護器件的 I/O 引腳，防止引腳上的電壓超過最大允許電壓規范。鉗位二極管使引腳上的電壓不會低于 Vss 超過一個二極管壓降，也不會高于 VDD 超過一個二極管壓降。要使用鉗位二極管來保護輸入，仍然要關注流經鉗位二極管的電流。流經鉗位二極管的電流應該始終比較小 （在微安數量級上）。
????如果流經鉗位二極管的電流過大，就存在部件閉鎖的危險。由于5V 輸出的源電阻通常在 10Ω 左右，因此仍需串聯一個電阻，限制流經鉗位二極管的電流，如圖 10-1所示。使用串聯電阻的后果是降低了輸入開關的速度，因為引腳 （CL）上構成了 RC 時間常數。
????如果沒有鉗位二極管，可以在電流中添加一個外部二極管，如圖 10-2 所示。
11?5V→3.3V有源鉗位
????使用二極管鉗位有一個問題，即它將向 3.3V 電源注入電流。在具有高電流 5V 輸出且輕載 3.3V 電源軌的設計中，這種電流注入可能會使 3.3V 電源電壓超過 3.3V。
????為了避免這個問題，可以用一個三極管來替代，三極管使過量的輸出驅動電流流向地，而不是 3.3V 電源。設計的電路如圖 11-1 所示。
??? Q1的基極-發射極結所起的作用與二極管鉗位電路中的二極管相同。區別在于，發射極電流只有百分之幾流出基極進入 3.3V 軌，絕大部分電流都流向集電極，再從集電極無害地流入地。基極電流與集電極電流之比，由晶體管的電流增益決定，通常為10-400，取決于所使用的晶體管。
12?電阻分壓器
????可以使用簡單的電阻分壓器將 5V 器件的輸出降低到適用于 3.3V 器件輸入的電平。這種接口的等效電路如圖 12-1 所示。
????通常，源電阻 RS 非常小 （小于 10Ω），如果選擇的 R1 遠大于RS 的話，那么可以忽略 RS 對 R1 的影響。在接收端，負載電阻 RL 非常大 （大于500 kΩ），如果選擇的R2遠小于RL的話，那么可以忽略 RL 對 R2 的影響。
????在功耗和瞬態時間之間存在取舍權衡。為了使接口電流的功耗需求最小，串聯電阻 R1 和 R2 應盡可能大。但是，負載電容 （由雜散電容 CS 和 3.3V 器件的輸入電容 CL 合成）可能會對輸入信號的上升和下降時間產生不利影響。如果 R1 和 R2 過大，上升和下降時間可能會過長而無法接受。
????如果忽略 RS 和 RL 的影響，則確定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 給出。
????公式 12-2 給出了確定上升和下降時間的公式。為便于電路分析，使用戴維寧等效計算來確定外加電壓 VA 和串聯電阻R。戴維寧等效計算定義為開路電壓除以短路電流。根據公式 12-2 所施加的限制，對于圖 12-1 所示電路，確定的戴維寧等效電阻 R 應為 0.66*R1，戴維寧等效電壓 VA 應為0.66*VS。
????例如，假設有下列條件存在：
- 雜散電容 = 30 pF
- 負載電容 = 5 pF
- 從 0.3V 至 3V 的最大上升時間 ≤ 1 μs
- 外加源電壓 Vs = 5V
????確定最大電阻的計算如公式 12-3 所示。
13?電平轉換器
????盡管電平轉換可以分立地進行，但通常使用集成解決方案較受歡迎。電平轉換器的使用范圍比較廣泛：有單向和雙向配置、不同的電壓轉換和不同的速度，供用戶選擇最佳的解決方案。
????器件之間的板級通訊 （例如， MCU 至外設）通過 SPI 或 I2C? 來進行，這是最常見的。對于SPI，使用單向電平轉換器比較合適；對于 I2C，就需要使用雙向解決方案。下面的圖 13-1 顯示了這兩種解決方案。
??? 3.3V 至 5V 接口的最后一項挑戰是如何轉換模擬信號，使之跨越電源障礙。低電平信號可能不需要外部電路，但在 3.3V 與 5V 之間傳送信號的系統則會受到電源變化的影響。例如，在 3.3V 系統中，ADC轉換1V峰值的模擬信號，其分辨率要比5V系統中 ADC 轉換的高，這是因為在 3.3V ADC 中，ADC 量程中更多的部分用于轉換。但另一方面，3.3V 系統中相對較高的信號幅值，與系統較低的共模電壓限制可能會發生沖突。
????因此，為了補償上述差異，可能需要某種接口電路。本節將討論接口電路，以幫助緩和信號在不同電源之間轉換的問題。
14?模擬增益模塊
????從 3.3V 電源連接至 5V 時，需要提升模擬電壓。33 kΩ 和 17kΩ 電阻設定了運放的增益，從而在兩端均使用滿量程。11 kΩ 電阻限制了流回 3.3V 電路的電流。
15?模擬補償模塊
????該模塊用于補償 3.3V 轉換到 5V 的模擬電壓。下面是將 3.3V 電源供電的模擬電壓轉換為由 5V電源供電。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 電阻以及+5V 電源，等效于串聯了 25 kΩ 電阻的 0.85V 電壓源。
????這個等效的 25 kΩ 電阻、三個 25 kΩ 電阻以及運放構成了增益為 1 V/V 的差動放大器。0.85V等效電壓源將出現在輸入端的任何信號向上平移相同的幅度；以 3.3V/2 = 1.65V 為中心的信號將同時以 5.0V/2 = 2.50V 為中心。左上方的電阻限制了來自 5V 電路的電流。
16?有源模擬衰減器
????此技巧使用運算放大器衰減從 5V 至 3.3V 系統的信號幅值。
????要將 5V 模擬信號轉換為 3.3V 模擬信號，最簡單的方法是使用 R1:R2 比值為 1.7:3.3 的電阻分壓器。
????然而，這種方法存在一些問題：
- 1）衰減器可能會接至容性負載，構成不期望得到的低通濾波器。
- 2）衰減器電路可能需要從高阻抗源驅動低阻抗負載。
????無論是哪種情形，都需要運算放大器用以緩沖信號。所需的運放電路是單位增益跟隨器 （見圖 16-1）。
????電路輸出電壓與加在輸入的電壓相同。
????為了把 5V 信號轉換為較低的 3V 信號，我們只要加上電阻衰減器即可。
????如果電阻分壓器位于單位增益跟隨器之前，那么將為 3.3V 電路提供最低的阻抗。此外，運放可以從3.3V 供電，這將節省一些功耗。如果選擇的 X 非常大的話， 5V 側的功耗可以最大限度地減小。
????如果衰減器位于單位增益跟隨器之后，那么對 5V源而言就有最高的阻抗。運放必須從 5V 供電，3V 側的阻抗將取決于 R1||R2 的值。
17?模擬限幅器
????在將 5V 信號傳送給 3.3V 系統時，有時可以將衰減用作增益。如果期望的信號小于 5V，那么把信號直接送入 3.3V ADC 將產生較大的轉換值。當信號接近 5V 時就會出現危險。所以，需要控制電壓越限的方法，同時不影響正常范圍中的電壓。
????這里將討論三種實現方法：
- 使用二極管，鉗位過電壓至 3.3V 供電系統。
- 使用齊納二極管，把電壓鉗位至任何期望的電壓限。
- 使用帶二極管的運算放大器，進行精確鉗位。
????進行過電壓鉗位的最簡單的方法，與將 5V 數字信號連接至 3.3V 數字信號的簡單方法完全相同。使用電阻和二極管，使過量電流流入 3.3V 電源。選用的電阻值必須能夠保護二極管和 3.3V 電源，同時還不會對模擬性能造成負面影響。如果 3.3V 電源的阻抗太低，那么這種類型的鉗位可能致使3.3V 電源電壓上升。即使 3.3V 電源有很好的低阻抗，當二極管導通時，以及在頻率足夠高的情況下，當二極管沒有導通時 （由于有跨越二極管的寄生電容），此類鉗位都將使輸入信號向 3.3V 電源施加噪聲。
????為了防止輸入信號對電源造成影響，或者為了使輸入應對較大的瞬態電流時更為從容，對前述方法稍加變化，改用齊納二極管。齊納二極管的速度通常要比第一個電路中所使用的快速信號二極管慢。不過，齊納鉗位一般來說更為結實，鉗位時不依賴于電源的特性參數。鉗位的大小取決于流經二極管的電流。這由 R1 的值決定。如果 VIN 源的輸出阻抗足夠大的話，也可不需要 R1。
????如果需要不依賴于電源的更為精確的過電壓鉗位，可以使用運放來得到精密二極管。電路如圖 17-3所示。運放補償了二極管的正向壓降，使得電壓正好被鉗位在運放的同相輸入端電源電壓上。如果運放是軌到軌的話，可以用 3.3V 供電。
????由于鉗位是通過運放來進行的，不會影響到電源。
????運放不能改善低電壓電路中出現的阻抗，阻抗仍為R1 加上源電路阻抗。
18?驅動雙極型晶體管
????在驅動雙極型晶體管時，基極 “驅動”電流和正向電流增益 （Β/hFE）將決定晶體管將吸納多少電流。如果晶體管被單片機 I/O 端口驅動，使用端口電壓和端口電流上限 （典型值 20 mA）來計算基極驅動電流。如果使用的是 3.3V 技術，應改用阻值較小的基極電流限流電阻，以確保有足夠的基極驅動電流使晶體管飽和。
??? RBASE的值取決于單片機電源電壓。公式18-1 說明了如何計算 RBASE。
????如果將雙極型晶體管用作開關，開啟或關閉由單片機 I/O 端口引腳控制的負載，應使用最小的 hFE規范和裕度，以確保器件完全飽和。
? 3V 技術示例：
? 5V技術示例：
????對于這兩個示例，提高基極電流留出裕度是不錯的做法。將 1mA 的基極電流驅動至 2 mA 能確保飽和，但代價是提高了輸入功耗。
19?驅動N溝道MOSFET晶體管
????在選擇與 3.3V 單片機配合使用的外部 N 溝道MOSFET 時，一定要小心。MOSFET 柵極閾值電壓表明了器件完全飽和的能力。
????對于 3.3V 應用，所選 MOSFET 的額定導通電阻應針對 3V 或更小的柵極驅動電壓。例如，對于具有 3.3V 驅動的100 mA負載，額定漏極電流為250 μA的FET在柵極 - 源極施加 1V 電壓時，不一定能提供滿意的結果。在從 5V 轉換到 3V 技術時，應仔細檢查柵極- 源極閾值和導通電阻特性參數，如圖 19-1所示。稍微減少柵極驅動電壓，可以顯著減小漏電流。
????對于 MOSFET，低閾值器件較為常見，其漏－源電壓額定值低于 30V。漏－源額定電壓大于 30V的 MOSFET，通常具有更高的閾值電壓 （VT）。
????如表 19-1 所示，此 30V N 溝道 MOSFET 開關的閾值電壓是 0.6V。柵極施加 2.8V 的電壓時，此MOSFET 的額定電阻是 35 mΩ，因此，它非常適用于 3.3V 應用。
????對于 IRF7201 數據手冊中的規范，柵極閾值電壓最小值規定為 1.0V。這并不意味著器件可以用來在1.0V 柵 - 源電壓時開關電流，因為對于低于 4.5V 的VGS （th），沒有說明規范。對于需要低開關電阻的 3.3V 驅動的應用，不建議使用 IRF7201，但它可以用于 5V 驅動應用。
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