功率放大器是現代無線通信系統中最重要的組件之一。理想情況下，它們能夠以高線性度和高效率提供高輸出功率。但通常在這三個關鍵的功率放大器性能參數之間需要進行權衡取舍，而且具有最高輸出功率和線性度的放大器往往會犧牲效率。

在支持寬帶寬和高數據速率的現代電信系統中，由于瞬時發射功率的大幅度快速變化，所傳輸的信號通常具有較高的峰均功率比（PAR）。因此，設計一款不僅在最大輸出功率時具有高效率，而且在通常為最大功率電平 6 dB及以下的較低功率電平下也具有高效率，同時實現最小尺寸和較低實施成本的無線基站功率放大器是一項挑戰。

不過，通過使用氮化鎵（GaN）高電子遷移率晶體管（HEMT）器件技術以及創新的多爾蒂放大器架構，這個問題是可以解決的。對于平均輸出功率為 100 W及以上的情況，實現 60% 的平均效率并降低功耗是有可能的。

采用氮化鎵高電子遷移率晶體管

氮化鎵高電子遷移率晶體管具有高擊穿電壓、高電流密度、高截止頻率（fT）、低導通電阻和低寄生電容等特點，這使得它能構成一款具備高功率能力和高工作效率的寬帶放大器。高功率密度有助于實現結構緊湊的設計，而高直流電源電壓工作特性和低寄生輸出電容則帶來了更高的負載阻抗，便于獲得較寬的阻抗帶寬。此外，其漏源擊穿電壓超過 150 V，這使得它在 50 V直流電下無論驅動電平或諧波負載環境如何，都能穩定可靠地運行。

圖1?展示的是一個帶有內部輸入阻抗匹配功能的雙路氮化鎵高電子遷移率晶體管。

例如，住友的氮化鎵高電子遷移率晶體管技術可生產出高增益的封裝器件，在高達 8 GHz及更高的頻率下，其峰值輸出功率能達到 300 W。應用領域包括雷達以及高可靠性的蜂窩通信發射機。在提高功率密度方面取得的進展，已使得器件的功率密度達到 5 W / mm，并且在 50 V直流電下功率密度可高達 10?W / mm。即使在這樣的高功率密度下，使用諸如碳化硅（SiC）這類高導熱性襯底也能提供出色的熱穩定性。

為了在功率回退的工作條件下實現高效率，有諸如包絡跟蹤和異相技術等改進方法可供使用。不過，采用Doherty放大器結構則提供了一種切實可行的替代方案。Doherty放大器易于實現，并且根據其級數，在功率回退的情況下工作時，能在寬頻帶上實現高效率。在這種情況下，三路非對稱Doherty結構在高增益、高輸出功率和高平均效率之間提供了一個合適的折衷方案。

氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）可以通過制造更大的柵極周長，從而在給定的封裝尺寸下實現更高的功率性能。當多個器件單元并聯時，相應增加的柵源電容會使最佳輸入阻抗降低到非常低的值 —— 接近十分之幾歐姆。因此，需要在封裝內部設置一個低損耗匹配網絡，以便將阻抗從封裝引腳所定義的參考平面轉換到器件芯片的參考平面。

在實際應用中，封裝好的功率器件應提供相當高（不低于 1 Ω）的輸入阻抗，同時具有足夠低的品質因數（Q），以便在所需的頻率帶寬內實現平坦的增益 / 幅度性能。根據封裝內部的空間情況，對于窄帶工作（例如，2.11 至 2.17 GHz，對應于蜂窩無線電頻段 1），可以考慮在高介電常數襯底上使用四分之一波長微帶線作為一種簡單的匹配網絡（圖 1），用于雙路封裝。在此，兩個獨立的 180 W氮化鎵高電子遷移率晶體管芯片并聯連接。

對放大路徑（包括晶體管的封裝參數）進行負載牽引測試，其中兩個 50 V、180 W的晶體管芯片并聯連接并偏置在 AB 類模式下，得到了圖 2 所示的輪廓圖。這表明在確定最佳輸出阻抗匹配時需要進行權衡，因為實現最大功率的最佳阻抗與實現最高效率的最佳阻抗有很大不同。在這種情況下，在（1.2 - j1.1）歐姆的低阻抗條件下，1 dB增益壓縮點處的輸出功率最大可達到約 +55 dBm，而對于約 1.3?Ω的純電阻性阻抗，可獲得大于 61% 的最高效率（圖 2）。

圖2?負載牽引等高線圖顯示了實現最佳輸出功率和效率的阻抗值。

改進的Doherty結構

對于輸出阻抗非常低的高功率放大器來說，匹配微帶線的寬度與其長度以及匹配電路的整體尺寸相比會非常寬。匹配電路包括一條偏置線，用于在峰值放大器關閉時形成開路狀態，還包括一條四分之一波長變換線。因此，匹配電路很容易變得足夠大，以至于很難將峰值放大器的輸出直接連接到主放大器的信號路徑上。

為了便于實現，可以對經典的Doherty放大器結構進行改進，在峰值放大器的輸出端增加一條額外的半波長線。圖 3a 展示了改進后的兩級Doherty放大器結構的方框圖，其中一條半波長線連接到峰值放大器（PA）的輸出端，并且在載波（或主）放大器（CA）的輸入端接入了一條四分之一波長線用于相位補償。這種結構的特點是在飽和狀態下以及功率從其最大功率電平回退或降低 6 dB時，都具有相同的兩個峰值效率點。它與如圖 3b 所示的經典兩級Doherty放大器（DA）類似。

圖3?該方框圖展示了一種改進的對稱兩級Doherty放大器（圖 a）以及其理論效率（圖 b）。

如果將載波放大器和峰值放大器設計為在不同的輸出功率水平下工作（載波放大器的輸出功率較小，峰值放大器的輸出功率較大），就有可能在更寬的輸出功率范圍內擴展高效率區域。例如，對于功率分配比為 1:2 的情況，漏極效率最高的轉換點對應于比峰值輸出功率低 9.5 dB的功率回退水平，如圖 3b 所示。在這種情況下，半波線的特性阻抗為 25 Ω，這與峰值放大器所需的負載阻抗相對應。如圖 4a 所示，合成四分之一波長線的特性阻抗為 28.9?Ω。

當難以在封裝的有源器件之間選擇合適的功率比時，在多路Doherty結構中使用相同的功率放大器會很方便，其中一個載波功率放大器與多個峰值放大器并聯。因此，一個 1:2 的非對稱兩級Doherty結構可以轉變為改進后的三路非對稱Doherty結構（圖 4b）。

圖4?這張方框圖展示了一種經過改進的 1:2 非對稱Doherty放大器。

當載波放大器以及兩個峰值放大器（PA1 和 PA2）的器件尺寸相同時，這種改進后的裝置包含一條載波放大路徑和兩條相同的峰值放大路徑。在每條峰值放大路徑中的半波長線可以拆分為兩條四分之一波長線。當峰值器件所需的負載阻抗足夠小時，每條四分之一波長線都有其自身的特性阻抗，以實現相應的阻抗變換。

三路Doherty放大器

圖 5 展示了三路非對稱Doherty放大器結構的方框圖。輸出合成器在載波信號路徑中包含一條四分之一波長微帶線，在每條峰值路徑中包含兩條四分之一波長微帶線，以及一條四分之一波長微帶合成線。在此，每條放大路徑都包含一個具有相同芯片尺寸的封裝器件，并且配有使用微帶線的輸入和輸出匹配電路。

圖5 幾條四分之一波長微帶線被集成到了一個三路反向Doherty放大器中。

當峰值放大器關閉時，為了在其末端為峰值放大器提供合適的開路條件，偏置線是必不可少的。然后，需要兩條寬度不同的四分之一波長微帶線來進行相應的阻抗變換。在輸出功率電平低于輸出合成器公共節點處的 9 dB載波功率（9 dBc）時，它們將每條峰值路徑中的開路條件轉換為載波路徑所看到的開路狀態。

例如，對于每個都具有最佳負載阻抗Z0=12Ω的相同放大器，且Z2=RL=50Ω（其中RL是標準的50Ω負載阻抗），則Z1=(Z0*Z2)^0.5=24.5Ω，Z3=(Z2*RL)^0.5/3^0.5=28.9Ω。輸出合成器中四分之一波長微帶線之間的特性阻抗可能存在不同的組合。載波放大器輸入路徑中的四分之一波長微帶線用于補償輸出合成器所帶來的延遲。

輸入三路同相功率分配器（圖 6）是在羅杰斯公司（Rogers Corp.）生產的 20 mil厚的 RO4350 電路材料上實現的，該材料也用于實現整個Doherty放大器電路。它包括一條變換四分之一波長線，以及一個非對稱 1:2 兩路威爾金森功分器，用于在兩條信號路徑之間分配功率，其中一條路徑連接載波放大器和第一個峰值放大器，另一條路徑連接第二個峰值放大器。此外還包含一個對稱兩路威爾金森功分器，用于在載波放大器和第一個峰值放大器之間平均分配功率；載波路徑中額外增加一條 50?Ω的四分之一波長微帶線；以及在載波路徑和兩條峰值路徑中各有一條等長的 50?Ω連接微帶線。

圖6?這是一張帶有額外四分之一波長線的輸入三路同相功率分配器的照片。

測試結果

基于三個采用金屬陶瓷法蘭封裝的雙路氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）器件的改進型三路多爾蒂放大器測試板，是在 20 mil厚的 RO4350 電路材料上制作而成的。每個器件都包含一對內置輸入匹配的 180 W氮化鎵高電子遷移率晶體管芯片。輸入三路分配器、輸入和輸出匹配電路、偏置線、輸出合成器以及柵極和漏極偏置電路（其末端均有旁路電容），完全基于不同電長度和特性阻抗的微帶線。在器件的安裝過程中格外小心，以盡量減小封裝后的氮化鎵高電子遷移率晶體管器件的輸出引腳電感。

圖7?這些圖表展示了所測得的漏極效率與輸出功率之間的函數關系。

在1dB增益壓縮點P1dB處的輸出功率經測量為 60dBm，而在 55V直流電源電壓下，在 2.11至2.17 GHz的頻率范圍內，實現了 80% 的峰值效率和約15dB的功率增益。圖 7 展示了漏極效率與輸出功率的關系圖，結果顯示在功率回退約 8.5dB時，漏極效率約為 70%。

對于峰均功率比（PAR）為 8?dB的 20 MHz LTE信號，獲得了 52dBm的平均功率，且漏極效率約為 65%。在這種情況下，當功率值與線性區域內的值相比僅降低1dB時，在整個輸出功率范圍直至 60?dBm內，在具有 2 dB平坦度的線性工作區域中實現了約15dB的功率增益（圖 8）。

圖8?些圖表顯示了所測量的增益與輸出功率之間的函數關系。

圖 9 展示了所測得的主放大器和峰值放大器的直流漏極電流與輸出功率之間的關系。在 2.11 至 2.17 GHz的工作頻率范圍內，當峰值放大器關閉時，其截止點約為 50 dBm。

這是基于住友創新的氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）器件技術實現的 1 千瓦三路非對稱Doherty放大器結構。對于工作在 2.11 至 2.17 GHz頻段的蜂窩通信發射機而言，它具有 65% 的平均漏極效率這一特點。

圖9?載波放大器和峰值放大器的漏極電流被繪制成與輸出功率的函數關系圖。

結果表明，在對應于 1 dB增益壓縮點的高達 1 KW的輸出功率下，能夠實現 65% 的高平均效率和約 15 dB的高功率增益。與此同時，這種改進型非對稱Doherty放大器能夠進行數字預失真處理，以滿足嚴格的頻譜模板要求。這是在蜂窩基站應用的高功率Doherty放大器研發中，所記錄到的在峰值功率和漏極效率方面的最高性能表現。

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