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一、常用電路基礎公式

1.歐姆定律計算

計算電阻電路中電流、電壓、電阻和功率之間的關系。

歐姆定律解釋了電壓、電流和電阻之間的關系，即通過導體兩點間的電流與這兩點間的電勢差成正比。說明兩點間的電壓差、流經該兩點的電流和該電流路徑電阻之間關系的定律。該定律的數學表達式為V= IR，其中V是電壓差，I是以安培為單位的電流，R是以歐姆為單位的電阻。若電壓已知，則電阻越大，電流越小。

2.計算多個串聯或并聯連接的電阻的總阻值

3.計算多個串聯或并聯連接的電容器的總容值

4.電阻分壓計算

計算電阻分壓器電路的輸出電壓，以實現既定的阻值和電源電壓組合。

什么是分壓器?

分壓器是一個無源線性電路，能產生一個是其輸入電壓(V1)一部分的輸出電壓(Vout)。分壓器用于調整信號電平，實現有源器件和放大器偏置，以及用于測量電壓。歐姆定律解釋了電壓、電流和電阻之間的關系，即通過兩點間導體的電流與這兩點間的電勢差成正比。

這是一個說明兩點間的電壓差、流經該兩點的電流和該電流路徑電阻之間關系的定律。該定律的數學表達式為V= IR，其中V是電壓差，I是以安培為單位的電流，R是以歐姆為單位的電阻。若電壓已知，則電阻越大，電流越小。

5.電流分流器，電阻計算

計算連接到電流源的多至10個并聯電阻上流過的電流：

6.電抗計算

計算指定頻率下電感器或電容器的電抗或導納大小。

感抗/導納

容抗/導納?

7.RC 時間常數計算器

計算電阻與電容的積，亦稱RC時間常數。該數值在描述電容通過電阻器進行充電或放電的方程式中出現，表示在改變施加到電路的電壓后，電容器兩端的電壓達到其最終值約63%所需的時間。同時該計算器也會計算電容器充電到指定電壓所存儲的總能量。

如何計算時間常數：時間常數(T)可由電容(C)和負載電阻(R)的值確定。電容器(E)中存儲的能量(E)由兩個輸入確定，即由電壓(V)和電容決定。

8.LED串聯電阻器計算器

計算在指定電流水平下通過電壓源驅動一個或多個串聯LED所需的電阻。注意：當為此目的選擇電阻器時，為避免電阻器溫度過高，請選擇額定功率是下方計算出的功率值的2至10倍之間的電阻器。

9.dBm轉W換算?

10.電感換算

11.電容器換算表

換算包括pF、nF、μF、F在內的不同量級電容單位之間的電容測量值。

12.電池續航時間

電池續航時間計算公式：電池續航時間=電池容量(mAh)/ 負載電流(mA)

根據電池的標稱容量和負載所消耗的平均電流來估算電池續航時間。電池容量通常以安培小時(Ah)或毫安小時(mAh)為計量單位，盡管偶爾會使用瓦特小時(Wh)。

將瓦特小時除以電池的標稱電壓(V)，就可以轉換為安培小時，公式如下：Ah= Wh /V安培小時(亦稱安時)，是一種電荷度量單位，等于一段時間內的電流。一安時等于一個小時的一安培連接電流。毫安小時或毫安時是一千分之一安培小時，因此1000mAh 電池等于1Ah電池。上述結果只是估算值，實際結果會受電池狀態、使用年限、溫度、放電速度和其它因素的影響而發生變化。如果所用電池是全新的高質量電池，在室溫下工作且工作時間在1小時到1年之間，則這種預估結果最貼近實際結果。

13.PCB 印制線寬度計算

使用IPC-2221標準提供的公式計算銅印刷電路板導體或承載給定電流所需“印制線”的寬度，同時保持印制線的溫升低于規定的極限值。此外，如果印制線長度已知，還會計算總電阻、電壓降和印制線電阻引起的功率損耗。由此求得的結果是估算值，實際結果會隨應用條件而發生變化。我們還應注意，與電路板外表面上的印制線相比，電路板內層上的印制線所需的寬度要大得多，請使用適合您情況的結果。

如何計算印制線寬度：首先，計算面積：面積[mils^2]= (電流[Amps]/(k*(溫升[℃])^b))^(1/c)

然后，計算寬度：寬度[mils]= 面積[mils^2]/(厚度[oz]*1.378[mils/oz])用于IPC-2221內層時：k= 0.024、b= 0.44、c= 0.725用于IPC-2221外層時：k= 0.048、b= 0.44、c= 0.725其中k、b和c是由對IPC-2221曲線進行曲線擬合得出的常數。

公值：厚度：1oz ?? ?環境溫度：25C ?? ?溫升：10C

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二、RF射頻PCB板布局布線經驗總結

射頻(RF)電路板設計由于在理論上還有很多不確定性，因此常被形容為一種“黑色藝術”，但這個觀點只有部分正確，RF電路板設計也有許多可以遵循的準則和不應該被忽視的法則。

不過，在實際設計時，真正實用的技巧是當這些準則和法則因各種設計約束而無法準確地實施時如何對它們進行折衷處理。當然，有許多重要的RF設計課題值得討論，包括阻抗和阻抗匹配、絕緣層材料和層疊板以及波長和駐波，所以這些對手機的EMC、EMI影響都很大，下面就對手機PCB板的在設計RF布局時必須滿足的條件加以總結：

1.1盡可能地把高功率RF放大器(HPA)和低噪音放大器(LNA)隔離開來。

簡單地說，就是讓高功率RF發射電路遠離低功率RF接收電路。手機功能比較多、元器件很多，但是PCB空間較小，同時考慮到布線的設計過程限定最高，所有的這一些對設計技巧的要求就比較高。這時候可能需要設計四層到六層PCB了，讓它們交替工作，而不是同時工作。高功率電路有時還可包括RF緩沖器和壓控制振蕩器(VCO)。確保PCB板上高功率區至少有一整塊地，最好上面沒有過孔，當然，銅皮越多越好。敏感的模擬信號應該盡可能遠離高速數字信號和RF信號。

1.2 設計分區可以分解為物理分區和電氣分區。

物理分區主要涉及元器件布局、朝向和屏蔽等問題；電氣分區可以繼續分解為電源分配、RF走線、敏感電路和信號以及接地等的分區。

1.2.1?我們討論物理分區問題。元器件布局是實現一個優秀RF設計的關鍵，最有效的技術是首先固定位于RF路徑上的元器件，并調整其朝向以將RF路徑的長度減到最小，使輸入遠離輸出，并盡可能遠地分離高功率電路和低功率電路。

最有效的電路板堆疊方法是將主接地面(主地)安排在表層下的第二層，并盡可能將RF線走在表層上。將RF路徑上的過孔尺寸減到最小不僅可以減少路徑電感，而且還可以減少主地上的虛焊點，并可減少RF能量泄漏到層疊板內其他區域的機會。在物理空間上，像多級放大器這樣的線性電路通常足以將多個RF區之間相互隔離開來，但是雙工器、混頻器和中頻放大器/混頻器總是有多個RF/IF信號相互干擾，因此必須小心地將這一影響減到最小。

1.2.2?RF與IF走線應盡可能走十字交叉，并盡可能在它們之間隔一塊地。正確的RF路徑對整塊PCB板的性能而言非常重要，這也就是為什么元器件布局通常在手機PCB板設計中占大部分時間的原因。在手機PCB板設計上，通常可以將低噪音放大器電路放在PCB板的某一面，而高功率放大器放在另一面，并最終通過雙工器把它們在同一面上連接到RF端和基帶處理器端的天線上。需要一些技巧來確保直通過孔不會把RF能量從板的一面傳遞到另一面，常用的技術是在兩面都使用盲孔。可以通過將直通過孔安排在PCB板兩面都不受RF干擾的區域來將直通過孔的不利影響減到最小。有時不太可能在多個電路塊之間保證足夠的隔離，在這種情況下就必須考慮采用金屬屏蔽罩將射頻能量屏蔽在RF區域內，金屬屏蔽罩必須焊在地上，必須與元器件保持一個適當距離，因此需要占用寶貴的PCB板空間。盡可能保證屏蔽罩的完整非常重要，進入金屬屏蔽罩的數字信號線應該盡可能走內層，而且最好走線層的下面一層PCB是地層。RF信號線可以從金屬屏蔽罩底部的小缺口和地缺口處的布線層上走出去，不過缺口處周圍要盡可能地多布一些地，不同層上的地可通過多個過孔連在一起。

1.2.3?恰當和有效的芯片電源去耦也非常重要。許多集成了線性線路的RF芯片對電源的噪音非常敏感，通常每個芯片都需要采用高達四個電容和一個隔離電感來確保濾除所有的電源噪音。一塊集成電路或放大器常常帶有一個開漏極輸出，因此需要一個上拉電感來提供一個高阻抗RF負載和一個低阻抗直流電源，同樣的原則也適用于對這一電感端的電源進行去耦。有些芯片需要多個電源才能工作，因此你可能需要兩到三套電容和電感來分別對它們進行去耦處理，電感極少并行靠在一起，因為這將形成一個空芯變壓器并相互感應產生干擾信號，因此它們之間的距離至少要相當于其中一個器件的高度，或者成直角排列以將其互感減到最小。

1.2.4?電氣分區原則大體上與物理分區相同，但還包含一些其它因素。手機的某些部分采用不同工作電壓，并借助軟件對其進行控制，以延長電池工作壽命。這意味著手機需要運行多種電源，而這給隔離帶來了更多的問題。電源通常從連接器引入，并立即進行去耦處理以濾除任何來自線路板外部的噪聲，然后再經過一組開關或穩壓器之后對其進行分配。手機PCB板上大多數電路的直流電流都相當小，因此走線寬度通常不是問題，不過，必須為高功率放大器的電源單獨走一條盡可能寬的大電流線，以將傳輸壓降減到最低。為了避免太多電流損耗，需要采用多個過孔來將電流從某一層傳遞到另一層。此外，如果不能在高功率放大器的電源引腳端對它進行充分的去耦，那么高功率噪聲將會輻射到整塊板上，并帶來各種各樣的問題。高功率放大器的接地相當關鍵，并經常需要為其設計一個金屬屏蔽罩。在大多數情況下，同樣關鍵的是確保RF輸出遠離RF輸入。這也適用于放大器、緩沖器和濾波器。在最壞情況下，如果放大器和緩沖器的輸出以適當的相位和振幅反饋到它們的輸入端，那么它們就有可能產生自激振蕩。在最好情況下，它們將能在任何溫度和電壓條件下穩定地工作。實際上，它們可能會變得不穩定，并將噪音和互調信號添加到RF信號上。如果射頻信號線不得不從濾波器的輸入端繞回輸出端，這可能會嚴重損害濾波器的帶通特性。為了使輸入和輸出得到良好的隔離，首先必須在濾波器周圍布一圈地，其次濾波器下層區域也要布一塊地，并與圍繞濾波器的主地連接起來。把需要穿過濾波器的信號線盡可能遠離濾波器引腳也是個好方法。

此外，整塊板上各個地方的接地都要十分小心，否則會在引入一條耦合通道。有時可以選擇走單端或平衡RF信號線，有關交叉干擾和EMC/EMI的原則在這里同樣適用。平衡RF信號線如果走線正確的話，可以減少噪聲和交叉干擾，但是它們的阻抗通常比較高，而且要保持一個合理的線寬以得到一個匹配信號源、走線和負載的阻抗，實際布線可能會有一些困難。緩沖器可以用來提高隔離效果，因為它可把同一個信號分為兩個部分，并用于驅動不同的電路，特別是本振可能需要緩沖器來驅動多個混頻器。當混頻器在RF頻率處到達共模隔離狀態時，它將無法正常工作。緩沖器可以很好地隔離不同頻率處的阻抗變化，從而電路之間不會相互干擾。緩沖器對設計的幫助很大，它們可以緊跟在需要被驅動電路的后面，從而使高功率輸出走線非常短，由于緩沖器的輸入信號電平比較低，因此它們不易對板上的其它電路造成干擾。壓控振蕩器(VCO)可將變化的電壓轉換為變化的頻率，這一特性被用于高速頻道切換，但它們同樣也將控制電壓上的微量噪聲轉換為微小的頻率變化，而這就給RF信號增加了噪聲。

1.2.5?要保證不增加噪聲必須從以下幾個方面考慮：首先，控制線的期望頻寬范圍可能從DC直到2MHz，而通過濾波來去掉這么寬頻帶的噪聲幾乎是不可能的；其次，VCO控制線通常是一個控制頻率的反饋回路的一部分，它在很多地方都有可能引入噪聲，因此必須非常小心處理VCO控制線。要確保RF走線下層的地是實心的，而且所有的元器件都牢固地連到主地上，并與其它可能帶來噪聲的走線隔離開來。此外，要確保VCO的電源已得到充分去耦，由于VCO的RF輸出往往是一個相對較高的電平，VCO輸出信號很容易干擾其它電路，因此必須對VCO加以特別注意。事實上，VCO往往布放在RF區域的末端，有時它還需要一個金屬屏蔽罩。諧振電路(一個用于發射機，另一個用于接收機)與VCO有關，但也有它自己的特點。簡單地講，諧振電路是一個帶有容性二極管的并行諧振電路，它有助于設置VCO工作頻率和將語音或數據調制到RF信號上。所有VCO的設計原則同樣適用于諧振電路。由于諧振電路含有數量相當多的元器件、板上分布區域較寬以及通常運行在一個很高的RF頻率下，因此諧振電路通常對噪聲非常敏感。信號通常排列在芯片的相鄰腳上，但這些信號引腳又需要與相對較大的電感和電容配合才能工作，這反過來要求這些電感和電容的位置必須靠得很近，并連回到一個對噪聲很敏感的控制環路上。要做到這點是不容易的。

自動增益控制(AGC)放大器同樣是一個容易出問題的地方，不管是發射還是接收電路都會有AGC放大器。AGC放大器通常能有效地濾掉噪聲，不過由于手機具備處理發射和接收信號強度快速變化的能力，因此要求AGC電路有一個相當寬的帶寬，而這使某些關鍵電路上的AGC放大器很容易引入噪聲。設計AGC線路必須遵守良好的模擬電路設計技術，而這跟很短的運放輸入引腳和很短的反饋路徑有關，這兩處都必須遠離RF、IF或高速數字信號走線。同樣，良好的接地也必不可少，而且芯片的電源必須得到良好的去耦。如果必須要在輸入或輸出端走一根長線，那么最好是在輸出端，通常輸出端的阻抗要低得多，而且也不容易感應噪聲。通常信號電平越高，就越容易把噪聲引入到其它電路。在所有PCB設計中，盡可能將數字電路遠離模擬電路是一條總的原則，它同樣也適用于RFPCB設計。公共模擬地和用于屏蔽和隔開信號線的地通常是同等重要的，因此在設計早期階段，仔細的計劃、考慮周全的元器件布局和徹底的布局*估都非常重要，同樣應使RF線路遠離模擬線路和一些很關鍵的數字信號，所有的RF走線、焊盤和元件周圍應盡可能多填接地銅皮，并盡可能與主地相連。如果RF走線必須穿過信號線，那么盡量在它們之間沿著RF走線布一層與主地相連的地。如果不可能的話，一定要保證它們是十字交叉的，這可將容性耦合減到最小，同時盡可能在每根RF走線周圍多布一些地，并把它們連到主地。此外，將并行RF走線之間的距離減到最小可以將感性耦合減到最小。一個實心的整塊接地面直接放在表層下第一層時，隔離效果最好，盡管小心一點設計時其它的做法也管用。在PCB板的每一層，應布上盡可能多的地，并把它們連到主地面。盡可能把走線靠在一起以增加內部信號層和電源分配層的地塊數量，并適當調整走線以便你能將地連接過孔布置到表層上的隔離地塊。應當避免在PCB各層上生成游離地，因為它們會像一個小天線那樣拾取或注入噪音。在大多數情況下，如果你不能把它們連到主地，那么你最好把它們去掉。

1.3 在手機PCB板設計時，應對以下幾個方面給予極大的重視

1.3.1電源、地線的處理

既使在整個PCB板中的布線完成得都很好，但由于電源、地線的考慮不周到而引起的干擾，會使產品的性能下降，有時甚至影響到產品的成功率。所以對電、地線的布線要認真對待，把電、地線所產生的噪音干擾降到最低限度，以保證產品的質量。對每個從事電子產品設計的工程人員來說都明白地線與電源線之間噪音所產生的原因，現只對降低式抑制噪音作以表述：

(1)、眾所周知的是在電源、地線之間加上去耦電容。

(2)、盡量加寬電源、地線寬度，最好是地線比電源線寬，它們的關系是：地線＞電源線＞信號線，通常信號線寬為：0.2～0.3mm,最經細寬度可達0.05～0.07mm,電源線為1.2～2.5mm。對數字電路的PCB可用寬的地導線組成一個回路,即構成一個地網來使用(模擬電路的地不能這樣使用)

(3)、用大面積銅層作地線用,在印制板上把沒被用上的地方都與地相連接作為地線用。或是做成多層板，電源，地線各占用一層。

1.3.2數字電路與模擬電路的共地處理

現在有許多PCB不再是單一功能電路（數字或模擬電路），而是由數字電路和模擬電路混合構成的。因此在布線時就需要考慮它們之間互相干擾問題，特別是地線上的噪音干擾。數字電路的頻率高，模擬電路的敏感度強，對信號線來說，高頻的信號線盡可能遠離敏感的模擬電路器件，對地線來說，整人PCB對外界只有一個結點，所以必須在PCB內部進行處理數、模共地的問題，而在板內部數字地和模擬地實際上是分開的它們之間互不相連，只是在PCB與外界連接的接口處（如插頭等）。數字地與模擬地有一點短接，請注意，只有一個連接點。也有在PCB上不共地的，這由系統設計來決定。

1.3.3信號線布在電（地）層上

在多層印制板布線時，由于在信號線層沒有布完的線剩下已經不多，再多加層數就會造成浪費也會給生產增加一定的工作量，成本也相應增加了，為解決這個矛盾，可以考慮在電（地）層上進行布線。首先應考慮用電源層，其次才是地層。因為最好是保留地層的完整性。

1.3.4大面積導體中連接腿的處理

在大面積的接地（電）中，常用元器件的腿與其連接，對連接腿的處理需要進行綜合的考慮，就電氣性能而言，元件腿的焊盤與銅面滿接為好，但對元件的焊接裝配就存在一些不良隱患如：①焊接需要大功率加熱器。②容易造成虛焊點。所以兼顧電氣性能與工藝需要，做成十字花焊盤，稱之為熱隔離（heatshield）俗稱熱焊盤（Thermal），這樣，可使在焊接時因截面過分散熱而產生虛焊點的可能性大大減少。多層板的接電（地）層腿的處理相同。

1.3.5布線中網絡系統的作用

在許多CAD系統中，布線是依據網絡系統決定的。網格過密，通路雖然有所增加，但步進太小，圖場的數據量過大，這必然對設備的存貯空間有更高的要求，同時也對象計算機類電子產品的運算速度有極大的影響。而有些通路是無效的，如被元件腿的焊盤占用的或被安裝孔、定們孔所占用的等。網格過疏，通路太少對布通率的影響極大。所以要有一個疏密合理的網格系統來支持布線的進行。標準元器件兩腿之間的距離為0.1英寸(2.54mm),所以網格系統的基礎一般就定為0.1英寸(2.54mm)或小于0.1英寸的整倍數，如：0.05英寸、0.025英寸、0.02英寸等。?

?1.4進行高頻PCB設計的技巧和方法如下：

1.4.1傳輸線拐角要采用45°角，以降低回損

1.4.2要采用絕緣常數值按層次嚴格受控的高性能絕緣電路板。這種方法有利于對絕緣材料與鄰近布線之間的電磁場進行有效管理。

1.4.3要完善有關高精度蝕刻的PCB設計規范。要考慮規定線寬總誤差為+/-0.0007英寸、對布線形狀的下切(undercut)和橫斷面進行管理并指定布線側壁電鍍條件。對布線(導線)幾何形狀和涂層表面進行總體管理，對解決與微波頻率相關的趨膚效應問題及實現這些規范相當重要。

1.4.4突出引線存在抽頭電感，要避免使用有引線的組件。高頻環境下，最好使用表面安裝組件。

1.4.5對信號過孔而言，要避免在敏感板上使用過孔加工(pth)工藝，因為該工藝會導致過孔處產生引線電感。

1.4.6要提供豐富的接地層。要采用模壓孔將這些接地層連接起來防止3維電磁場對電路板的影響。

1.4.7要選擇非電解鍍鎳或浸鍍金工藝，不要采用HASL法進行電鍍。這種電鍍表面能為高頻電流提供更好的趨膚效應(圖2)。此外，這種高可焊涂層所需引線較少，有助于減少環境污染。

1.4.8阻焊層可防止焊錫膏的流動。但是，由于厚度不確定性和絕緣性能的未知性，整個板表面都覆蓋阻焊材料將會導致微帶設計中的電磁能量的較大變化。一般采用焊壩(solderdam)來作阻焊層。的電磁場。這種情況下，我們管理著微帶到同軸電纜之間的轉換。在同軸電纜中，地線層是環形交織的，并且間隔均勻。在微帶中，接地層在有源線之下。這就引入了某些邊緣效應，需在設計時了解、預測并加以考慮。當然，這種不匹配也會導致回損，必須最大程度減小這種不匹配以避免產生噪音和信號干擾。

1.5電磁兼容性設計
電磁兼容性是指電子設備在各種電磁環境中仍能夠協調、有效地進行工作的能力。電磁兼容性設計的目的是使電子設備既能抑制各種外來的干擾，使電子設備在特定的電磁環境中能夠正常工作，同時又能減少電子設備本身對其它電子設備的電磁干擾。?

1.5.1選擇合理的導線寬度
由于瞬變電流在印制線條上所產生的沖擊干擾主要是由印制導線的電感成分造成的，因此應盡量減小印制導線的電感量。印制導線的電感量與其長度成正比，與其寬度成反比，因而短而精的導線對抑制干擾是有利的。時鐘引線、行驅動器或總線驅動器的信號線常常載有大的瞬變電流，印制導線要盡可能地短。對于分立元件電路，印制導線寬度在1.5mm左右時，即可完全滿足要求；對于集成電路，印制導線寬度可在0.2～1.0mm之間選擇。

1.5.2采用正確的布線策略
采用平等走線可以減少導線電感，但導線之間的互感和分布電容增加，如果布局允許，最好采用井字形網狀布線結構，具體做法是印制板的一面橫向布線，另一面縱向布線，然后在交叉孔處用金屬化孔相連。

1.5.3為了抑制印制板導線之間的串擾，在設計布線時應盡量避免長距離的平等走線，盡可能拉開線與線之間的距離，信號線與地線及電源線盡可能不交叉。在一些對干擾十分敏感的信號線之間設置一根接地的印制線，可以有效地抑制串擾。

1.5.4為了避免高頻信號通過印制導線時產生的電磁輻射，在印制電路板布線時，還應注意以下幾點：
（1）盡量減少印制導線的不連續性，例如導線寬度不要突變，導線的拐角應大于90度禁止環狀走線等。
（2）時鐘信號引線最容易產生電磁輻射干擾，走線時應與地線回路相靠近，驅動器應緊挨著連接器。
（3）總線驅動器應緊挨其欲驅動的總線。對于那些離開印制電路板的引線，驅動器應緊緊挨著連接器。
（4）數據總線的布線應每兩根信號線之間夾一根信號地線。最好是緊緊挨著最不重要的地址引線放置地回路，因為后者常載有高頻電流。
（5）在印制板布置高速、中速和低速邏輯電路時，應按照圖1的方式排列器件。

1.5.5抑制反射干擾
為了抑制出現在印制線條終端的反射干擾，除了特殊需要之外，應盡可能縮短印制線的長度和采用慢速電路。必要時可加終端匹配，即在傳輸線的末端對地和電源端各加接一個相同阻值的匹配電阻。根據經驗，對一般速度較快的TTL電路，其印制線條長于10cm以上時就應采用終端匹配措施。匹配電阻的阻值應根據集成電路的輸出驅動電流及吸收電流的最大值來決定。

1.5.6電路板設計過程中采用差分信號線布線策略 布線非常靠近的差分信號對相互之間也會互相緊密耦合，這種互相之間的耦合會減小EMI發射，通常(當然也有一些例外)差分信號也是高速信號，所以高速設計規則通常也都適用于差分信號的布線，特別是設計傳輸線的信號線時更是如此。這就意味著我們必須非常謹慎地設計信號線的布線，以確保信號線的特征阻抗沿信號線各處連續并且保持一個常數。在差分線對的布局布線過程中，我們希望差分線對中的兩個PCB線完全一致。這就意味著，在實際應用中應該盡最大的努力來確保差分線對中的PCB線具有完全一樣的阻抗并且布線的長度也完全一致。差分PCB線通常總是成對布線，而且它們之間的距離沿線對的方向在任意位置都保持為一個常數不變。通常情況下，差分線對的布局布線總是盡可能地靠近。

電機的基本概念

電機是依據電磁感應定律和電磁力定律，由電路和磁路構成的能實現機電能量轉換或信號傳遞與轉換的裝置。

電機的分類?

按運動方式分類

電機中使用的材料

導電材料：銅線。構成電路。?

導磁材料：硅鋼片。構成磁路。?

結構材料：鑄鐵、鑄鋼和鋼板。承受力。?

絕緣材料：聚酯漆、環氧樹脂、玻璃絲帶等。用于導體之間和各類構件之間的絕緣處理。電機常用絕緣材料按性能劃分為A、E、B、F、H、C等6個等級。如B級絕緣材料可在130℃下長期使用，超過130℃則很快老 化，但H級絕緣材料允許在180℃下長期使用。?

?鐵磁材料特性

一、鐵磁材料的磁導率

二、磁化曲線

在外磁場H作用下，磁感應強度B將發生變化，二者之間的關系曲線稱為磁化曲線，記為B=f(H)。

三、磁滯與磁滯損耗

不同鐵磁材料有不同的磁滯回線，且同一鐵磁材料，Bm愈大，磁滯回線所包圍的面積也愈大。

磁滯損耗：鐵磁材料在交變磁場作用下的反復磁化過程中，磁疇會不停轉動，相互之間會不斷摩擦，因而就要消耗一定的能量，產生功率損耗。這種損耗稱為磁滯損耗。?

磁滯損耗的大小與磁滯回線的面積、電流頻率f 和鐵心體積V 成正比。

由于硅鋼片的磁滯回線面積很小，而且導磁性能好。因此，大多數電機、變壓器或普通電器的鐵心都采用硅鋼片制成。

四、渦流與渦流損耗

渦流：鐵磁材料在交變磁場將有圍繞磁通呈渦旋狀的感應電動勢和電流產生，簡稱渦流。?

?渦流損耗：渦流在其流通路徑上的等效電阻中產生的I2R損耗稱為渦流損耗。

渦流損耗與磁場交變頻率f、厚度d和最大磁感應強度Bm的平方成正比，與材料的電阻率?成反比。

要減少渦流損耗，首先應減小厚度，其次是增加渦流回路中的電阻。電工鋼片中加入適量的硅，制成硅鋼片，顯著提高電阻率。

五、鐵耗

鐵耗：鐵磁材料在交變磁場作用時，磁滯損耗和渦流損耗是同時發生的。因此，在電機和變壓器的計算中，當鐵心內的磁場為交變磁場時，常將磁滯損耗和渦流損耗合在一起來計算，并統稱為鐵心損耗，簡稱鐵耗。

電機中的基本電磁定律

一、全電流定律?

全電流定律（安培環路定律）：磁場強度沿任意的閉合路徑的線積分等于閉合路徑包圍的導體電流的代數和。

電流是產生磁場的源。?

二、電磁感應定律

只要與線圈交鏈的磁鏈Ψ發生了變化，線圈內就會感應出電動勢。

感應電動勢傾向于在線圈內產生電流，以阻止Ψ的變化。

當電動勢的正方向與磁通方向符合右手螺旋法則，則

三、電磁力定律

磁場對電流的作用是磁場的基本特征之一。對于長直載流導體，若磁場與之垂直，則計算電磁力大小的公式為 F=B l i 。這就是通常所說的電磁力定律，也叫畢奧--薩伐電磁力定律。式中電磁力F、磁場B和載流導體 l 的關系由左手定則確定。普通電機中，l 通常沿軸線方向，而B沿徑向方向。

磁路基本定律及其計算方法

一、磁路基本定律

磁路：與電路相仿，將磁通比擬為電流，則磁路是磁通行經的路徑。

磁路基爾霍夫第一定律：ΣΦ = 0

進入或穿出任一封閉面的總磁通量的代數和等于零，或穿入任一封閉面的磁通量恒等于穿出該封閉面的磁通量。

磁路基氏第二定律：

? ? ? ? ΣF=ΣNi=ΣHl=ΣΦRm

任一閉合磁路上磁動勢的代數和恒等于磁壓降的代數和。

磁路與電路的比較?

?自感和互感自感?

N? ? ——線圈匝數

Λm——自感磁通所經磁路的磁導

?自感的大小與匝數的平方和磁路的磁導成正比；

鐵心線圈的自感要比空心線圈的大得多；

鐵心線圈的電感不是常數，當磁路飽和程度增加時，自感下降。

互感

N1? ?----線圈1的匝數

N2? ?----線圈2的匝數

Λm----互感磁通所經磁路的磁導

互感的大小與兩線圈匝數的乘積和互感磁通所經磁路的磁導成正比。?

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三、經典單片機供電電路原理圖

????一個經典的單片機供電電路，電路的原理圖如下圖所示：

上圖，開關電路簡化后的電路。

????在電路上電之前。開關"TEST"斷開，單片機也沒有通過VCC加電。此時，T1的基極通過R9(100k)接地，處于截止狀態。T3的基級電阻R7所連接的Test，T1都處于截止狀態，所以T3也處于截止狀態。

????電源+9V被T3隔離，沒有加載穩壓芯片IC2上，IC2的輸出VCC保持低電平。

上圖，電路關閉狀態。

????按動按鈕“TEST”啟動電路，T3的基極通過R7，Test，T2的b-e接地，從而使得T3導通。此時+9V通過T3加到IC2穩壓芯片。IC2輸出VCC是加到單片機上。

????單片機工作后，通過IO2輸出高電壓，通過R8使得T1導通。此時即使Test松開，T3的基極也可以通過R7,LED1，T1接地，實現電源自鎖打開。

????上圖，按動TEST，啟動電路。?

????上圖，電路啟動后，由MCU提供T1基極電壓，從而維持T3導通。

????之后，單片機軟件可以來使得IO2端口重新變成低電平，使得T1截止，進而使得T3截止。

????可以根據IO1端口，讀取T2的開關狀態，進而判斷用戶是否按動功能鍵。判斷用戶按動Test之后，等到用戶釋放Test之后，便可以將IO2置低電平。

????也可以根據軟件功能，實現自動延遲掉電，進而減少對供電電源的消耗。

?.

四、解析橋式整流電路

這個橋式整流電路出場率很高，看著一定眼熟。

????事實證明，強行灌輸的東西總是難以下咽。記得讀書那會，第一次看到這個電路時被嚇到了，以至于直到這門課結束了也沒搞清楚。

?? 本文就來分析一下此電路中電流的走向，進而理解它是如何實現整流的。

????分析之前要注意，上圖黑框處相交導線不相接。

????順便科普一下電路圖中交叉導線的畫法：

• 相交不相接導線，不加點的畫法

• 相交不相接導線，用弧跨線畫法

• 導線相交且相接，常見的一種畫法

電流走向

1 變壓器u2正半周時電流通路

2 變壓器u2負半周時電流通路

輸出波形

????由上面兩圖可見，在u2正、負半周時，通過負載RL的電流方向是一致的。

????整流之后，原先的負半周期波形反轉，如下圖所示。

總結電路特點

• 畫圖時要注意4只整流二極管連接方法；
• 電源變壓器次級線圈不需要抽頭；
• 每一個半周交流輸入電壓期間內，有2只整流二極管同時串聯導通，另2只整流二極管截止；
• 橋式整流電路輸出波形是全波波形。

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五、5種單片機常用恒流源電路

????恒流電路有很多場合不僅需要場合輸出阻抗為零的恒流源，也需要輸入阻抗為無限大的恒流源，以下是幾種單極性恒流電路。

類型1

??特征：使用運放，高精度

????輸出電流：Iout=Vref/Rs

類型2

??特征：使用并聯穩壓器，簡單且高精度

????輸出電流：Iout=Vref/Rs

????檢測電壓：根據Vref不同（1.25V或2.5V）

類型3

??特征：使用晶體管，簡單，低精度

????輸出電流：Iout=Vbe/Rs

????檢測電壓：約0.6V

類型4

為什么不設置讓，①的位置電阻R小一點,這樣電流大一點，就不需要上拉電阻了呢？因為單片機是控制單元，設計時最好把強電流設計到外圍電路里，如果設計到單片機內部，會燒壞板子。

????特征：減少類型3的Vbe的溫度變化，低、中等精度，低電壓檢測

????輸出電流：Iout=Vref/Rs

????輸出電流：由JEFT決定

????檢測電壓：與JEFT有關

類型5

?特征：使用JEFT，超低噪聲

????輸出電流：由JEFT決定

幾種類型電路對比

????其中類型1為基本電路，工作時，輸入電壓Vref與輸出電流成比例的檢測電壓Vs(Vs=Rs×Iout)相等，如下圖所示。

?注：Is=IB+Iout=Iout(1+1/hFE)其中1/hFE為誤差。

????若輸出級使用晶體管則電流檢測時會產生基極電流分量這一誤差，當這種情況不允許時，可采用下圖所示那樣采用FET管。

上圖中，Is=Iout-IG 。

????類型2，這是使用運放與Vref（2.5V）一體化的并聯穩壓器電路，由于這種電路的Vref高達2.5V，所以電源利用范圍較窄

????類型3，這是用晶體管代替運放的電路，由于使用晶體管的Vbe（約0.6V）替代Vref的電路，因此，Vbe的溫度變化毫無改變地呈現在輸出中，從而的不到期望的精度

????類型4，這是利用對管補償Vbe隨溫度變化的電路，由于檢測電壓也低于0.1V左右，應此，電源利用范圍很寬

????類型5，這是利用J-FET的電路，改變Rgs可使輸出電流達到漏極飽和電流IDSS，由于噪聲也很小，因此，在噪聲成為問題時使用這種電路也有一定價值，在該電路中不接RGS，則電流值變成IDSS，這樣，J-FET接成二極管形式就變成了“恒流二極管”

????以上電路都是電流吸收型電路，但除了類型2以外，若改變Vref極性與使用的半導體元件，則可以變成電流吐出型電路。

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六、PLC程序的監控與調試

程序編寫完成后，需要檢查程序能否達到控制要求。檢查方法主要有：

? ? ?一是從頭到尾對程序進行分析來判斷程序是否正確，這種方法最簡單，但要求編程人員有較高的PLC理論水平和分析能力；? ?

? ? ?二是將程序寫入PLC，再給PLC接上電源和輸入/輸出設備，通過實際操作來觀察程序是否正確，這種方法最直觀可靠，但需要用到很多硬件設備并對其接線，工作量大；

? ? ?三是用軟件方式來模擬實際操作，同時觀察程序運行情況來判斷程序是否正確，這種方法不用實際接線又能觀察程序運行效果，所以適合大多數人使用，這篇文章就介紹這種方法。

一、用梯形圖監控調試程序

? ? 在監控調試程序前，需要先將程序下載到PLC，讓編程軟件中打開的程序與PLC中的程序保持一致，否則無法進入監控。進入監控調式模式后，PLC中的程序運行情況會在編程軟件中以多種方式同步顯示出來。

用梯形圖監控調試程序操作過程如下。

單擊“調試”菜單下的“程序狀態”工具，如圖3-23（a）所示，梯形圖編輯器中的梯形圖程序馬上進入監控狀態，編輯器中的梯形圖運行情況與PLC內的程序運行保持一致。圖3-23（a）所示梯形圖中的元件都處于“OFF”狀態，常閉觸點I0.1、I0.2中有藍色的方塊，表示程序運行時這兩個觸點處于閉合狀態。

（2）強制I0.0常開觸點閉合（模擬I0.0端子外接啟動開關閉合）查看程序運行情況。

? ? ?在I0.0常開觸點的符號上右擊，在彈出的快捷菜單中選擇“強制”，會彈出“強制”對話框，將I0.0的值強制為“ON”，如圖3-23（b）所示；這樣I0.0常開觸點閉合，Q0.0線圈馬上得電（線圈中出現藍色方塊，并且顯示Q0.0=ON，同時可觀察到PLC上的Q0.0指示燈也會亮），如圖3-23（c）所示，定時器上方顯示“+20=T37”表示定時器當前計時為20×100ms=2s，由于還未到設定的計時值（50×100ms=5s），故T37定時器狀態仍為OFF，T37常開觸點也為OFF，仍處于斷開狀態。5s計時時間到達后，定時器T37狀態值馬上變為ON，T37常開觸點狀態也變為ON而閉合，Q0.1線圈得電（狀態值為ON），如圖3-23（d）所示。定時器T37計到設定值50（設定時間為5s）時仍會繼續增大，直至計到32767停止，在此期間狀態值一直為ON。I0.0觸點旁出現的鎖形圖表示I0.0處于強制狀態。

（3）強制I0.0常開觸點斷開（模擬I0.0端子外接啟動開關斷開）查看程序運行情況。

? ? ?選中I0.0常開觸點，再單擊工具欄上的“取消強制”工具，如圖3-23（e）所示，I0.0常開觸點中間的藍色方塊消失，表示I0.0常開觸點已斷開，但由于Q0.0常開自鎖觸點閉合，使Q0.0線圈、定時器T37、Q0.1線圈狀態仍為ON。

（4）強制I0.1常閉觸點斷開（模擬I0.1端子外接停止開關閉合）查看程序運行情況。

在I0.1常閉觸點的符號上右擊，在彈出的快捷菜單中選擇“強制”，會彈出“強制”對話框，將I0.1的值強制為“ON”，如圖3-23（f）所示，這樣I0.1常閉觸點斷開，觸點中間的藍色方塊消失，Q0.0線圈和定時器T37狀態馬上變為OFF，定時器計時值變為0，由于T37常開觸點狀態為OFF而斷開，Q0.1線圈狀態也變為OFF，如圖3-23（g）所示。

? ? ?在監控程序運行時，若發現程序存在問題，可停止監控（再次單擊“程序狀態”工具），對程序進行修改，然后將修改后的程序下載到PLC，再進行程序監控運行，如此反復進行，直到程序運行符合要求為止。

?用狀態圖表的表格監控調試程序

??除了可以用梯形圖監控調試程序外，還可以使用狀態圖表的表格來監控調試程序。
在項目指令樹區域展開“狀態圖表”，雙擊其中的“圖表1”，打開狀態圖表，如圖3-24（a）所示。在圖表1的“地址”欄輸入梯形圖中要監控調試的元件地址（I0.0、I0.1……），在“格式”欄選擇各元件數據類型，I、Q元件都是位元件，只有1位狀態位，定時器有狀態位和計數值兩種數據類型，狀態位為1位，計數值為16位（1位符號位、15位數據位）。
? ? ?為了更好地理解狀態圖表的監控調試，可以讓梯形圖和狀態圖表監控同時進行。先后單擊“調試”菜單中的“程序狀態”和“圖表狀態”，啟動梯形圖和狀態圖表監控，如圖3-24（b）所示，梯形圖中的I0.1和I0.2常閉觸點中間出現藍色方塊，同時狀態圖表的“當前值”欄顯示出梯形圖元件的當前值。比如，I0.0的當前值為2#0（表示二進制數0，即狀態值為OFF），T37的狀態位值為2#0，計數值為+0（表示十進制數0）。在狀態圖表I0.0的“新值”欄輸入2#1，再單擊狀態圖表工具欄上的“強制”，如圖3-24（c）所示，將I0.0值強制為ON，梯形圖中的I0.0常開觸點強制閉合，Q0.0線圈得電（狀態圖表中的Q0.0當前值由2#0變為2#1），T37定時器開始計時（狀態圖表中的T37計數值的當前值不斷增大，計到50時，T37的狀狀態位值由2#0變為2#1），Q0.1線圈馬上得電（Q0.0當前值由2#0變為2#1），如圖3-24（d）所示。在狀態圖表T37計數值的“新值”欄輸入+10，再單擊狀態圖表工具欄上的“寫入”， 如圖3-24（e）所示，將新值+10寫入覆蓋T37的當前計數值，T37從10開始計時，由于10小于設定計數值50，故T37狀態位當前值由2#1變為2#0，T37常開觸點又斷開，Q0.1線圈失電， 如圖3-24（f）所示。注意：I、AI元件只能用硬件（如閉合I端子外接開關）方式或強制方式賦新值，而Q、T等元件既可用強制方式也可用寫入方式賦新值。

?用狀態圖表的趨勢圖監控調試程序

?? 在狀態圖表中使用表格監控調試程序容易看出程序元件值的變化情況，而使用狀態圖表中的趨勢圖（也稱時序圖），則易看出元件值隨時間變化的情況。

? ? ? 在使用狀態圖表的趨勢圖監控程序時，一般先用狀態圖表的表格輸入要監控的元件，再開啟梯形圖監控（即程序狀態監控），單擊狀態圖表工具欄上的“趨勢視圖”工具，如圖3-25（a）所示，切換到趨勢圖，然后單擊“圖表狀態”工具，開啟狀態圖表監控，如圖3-25（b）所示。可以看到隨著時間的推移，I0.2、Q0.0、Q0.1等元件的狀態值一直為OFF（低電平）。在梯形圖或趨勢圖中用右鍵快捷菜單將I0.0強制為ON，I0.0常開觸點閉合，Q0.0線圈馬上得電，其狀態為ON（高電平），5s后T37定時器和Q0.1線圈狀態值同時變為ON，如圖3-25（c）所示。在梯形圖或趨勢圖中用右鍵快捷菜單將I0.1強制為ON，I0.1常閉觸點斷開，Q0.0、T37、Q0.1同時失電，其狀態均變為OFF（低電平），如圖3-25（d）所示。? ? ? ? .

七、多層板PCB設計中電源平面相對地平面要進行內縮？

有一些人繪制的PCB，在GND層和電源層會進行一定程度的內縮設計，那么大家有沒有想過為什么要內縮呢。

需要搞清楚這個問題，我們需要來先了解一個知識點，那就是“20H”原則：

20H原則主要是為了減小電路板電磁輻射問題提出來的，在電路板上如果存在高速電流，就存在與之相關的磁場，在各個層的邊緣，電磁場的輻射方式如下圖所示：

可以看到在我們地層和電源層上下平面大小一致的時候由于電源層和地層之間的電場是變化的，在板的邊緣會向外輻射電磁干擾，那一般這個解決方法是將電源層內縮一定的距離，這樣就可以使電場只在地層的范圍內傳導，從而達到抑制邊緣輻射效應，提高電磁兼容性(EMC)。那么我們一般要內縮多少距離呢，我們內縮的距離就是我們之前說的“20H”的距離，這個H指的是電源層與地層之間的介質厚度，“20H規則”的采用是指要確保電源平面的邊緣要比0V平面邊緣至少縮入相當于兩個平面間層距的20倍。?

如上圖所示就是內縮后的電源平面與地平面，我們可以看到現在的電磁場大部分不會向外輻射出去了，這樣就減小了對外EMI輻射,但是我們為什么會說大部分不會向外輻射出去了呢？因為我們發現電源相對于地層的邊緣縮進20H，那么電磁場的密度可以減小約70%，并不是說可以減小到0，那如果我們需要將更多的電場限制在內則可以內縮“100H”，一般來說，內縮100H可以將98%的電場限制在內，所以這就是為什么我們的板子需要內縮的一個原因。?

但是由于疊層的設計，在通常的一些PCB板上，嚴格滿足20H的話，無法進行PCB布線了，所以一般的處理方式是電源GND 相對GND 內縮1MM，這樣我們板子的性能也得到一定的保障。

我們也需要注意一下，我們的20H原則是在一定的前提下才可以有明顯的效果。

1 電源平面要處在PCB內部，并且與他相鄰的上下兩個層都為0V平面，這兩個0V平面向外延伸的距離至少要相當于他們各自與電源平面間層距的20倍。

2 PCB的總層數要大于或等于8層

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八、用二極管實現不同電壓的輸出

利用二極管的單向導電性可以設計出好玩、實用的電路。

????分享本文，分析限幅電路和鉗位電路，是如何用二極管來實現的。

限幅電路

????如下圖所示，當在正半周期，并且VIN大于等于0.7V，二極管正向導通。此時，

VOUT會被鉗位在0.7V上。

????而當VIN小于0.7V時二極管是截止狀態，在負半周期時相當于電流反向，二極管也是截至狀態，此時VOUT=VIN，VOUT波形跟隨VIN變化。

限輻電路示意圖

????根據上面限輻電路的原理，可以設計如下雙向限輻電路。

雙向限輻電路示意圖

????然而有時候0.7V電壓不能滿足要求，那么，怎么產生不同大小的限幅電壓？

????在電路中加入偏置電壓VBIAS，只有當VIN大于等于VBIAS時二極管才能導通。此時VOUT被鉗位，其值是0.7V+VBIAS，如下圖所示。

偏壓限幅電路示意圖

鉗位電路

????下面是二極管結合電容實現的鉗位電路。分析中不考慮二極管的導通壓降，假設RC時間常數足夠大，從而使輸出波形不會失真。

鉗位電路原理

????當輸入Vin在負半周期為負時，電流如下圖中紅色箭頭所示。二極管導通，電容逐漸充電至V，在此過程中Vout=0。

????當輸入Vin在正半周為正時，電流如藍色箭頭所示。二極管截止，Vout等于電容上電壓加上正半周電壓V，此時Vout=2V。

鉗位電路原理

偏壓鉗位電路

????跟限幅電路類似的，為了獲得所需要的鉗位值，要在電路中加入偏置電壓，如下圖所示。

?偏壓鉗位電路

????當所加的偏壓與二極管導通方向一致，鉗位值會提高V1，Vout=2V+V1。

雙向二極管鉗位電路應用舉例

????在某些電路中會利用兩個二極管的鉗位作用進行保護，如下圖所示，假設0.7V為D1和D2的導通電壓。

• Vin大于等于Vmax，D1導通，Vout會被鉗位在Vmax
• Vin小于等于Vmin時，Vout被鉗位在Vmin

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九、微波爐電路

???在廚房電器中，微波爐可以說是最具技術含量的電器，它的工作原理不像其他電器那樣一眼就能看個明白，于是拆解了一個微波爐，分析內部電路。

微波爐的結構

????微波爐由箱體、磁控管、變壓器、高壓電容器、高壓二極管、散熱風扇、轉盤裝置及一系列控制保護開關組成，大多數微波爐還裝了電熱管，兼有燒烤功能。

微電腦控制式微波爐

機械控制式微波爐

????微波爐的關鍵元件是磁控管，磁控管除了微波爐有這個東西，其他家用電器上是看不到的。更主要的是這個磁控管不能拆解，要想弄清他的結構，只能破壞性地解剖。好在網上還有“秀才”，視頻能夠很清楚地表達磁控管的內部結構。

磁控管燈絲

磁控管陽極

????清楚了內部結構，沒有相當的電磁電子學理論基礎，也是云里霧里，不知道它怎么能產生微波。這微波不像石英電加熱管能看得到紅彤彤的發熱體，它看不見也摸不著，卻能把食物烹熟，可知這微波對人也是很具殺傷力的。

????為了防止微波泄漏，微波爐在安全方面采取了很嚴格的防護措施。微波爐有三個門聯開關就是防止微波傷人事故的。也就是因為有這三個門聯開關，微波爐的電路圖也復雜了許多。

微波爐的電路

????這是LG微波爐(WD700)的電路圖。初級開關、監控開關、次級開關是三個門聯微動開關。初級開關、次級開關是常開型微動開關，爐門開著時，微動開關觸點斷開，監控開關是常閉型微動開關，爐門開著時，微動開關觸點閉合。

上電狀態

????關閉爐門，初級開關、次級開關閉合，監控微動開關斷開；插上電源，微波爐電路板通電，因為電路板上有芯片，顯示屏顯示“0”，這種情況也稱上電狀態。圖中RY1并不是常閉繼電器，上電狀態下爐燈形不成回路，爐燈不亮。

開門狀態

????門打開時，初級開關斷開火線，次級開關PK斷開微波與燒烤繼電器回路，監控開關閉合，將高壓變壓器初級線圈短接，目的是防止誤意外因素產生微波，危及人生安全。開門時次級開關PK斷開，微處理器獲得信號，驅動芯片向RY1繼電器線圈供電，RY1觸頭接通，爐燈亮。因初級開關處于斷開位置，風扇、托盤不工作。

燒烤狀態

????上電狀態下按燒烤按鈕，開始按鈕指示燈閃亮，旋轉開始旋鈕設定燒烤時間，按下開始按鈕，RY3接通，形成燒烤回路。同時主繼電器RY1接通，風扇、托盤、爐燈同時工作。值得注意的是，托盤是用21V同步電動機驅動的，電壓來自于散熱風扇罩極異步電動機線圈抽頭。

微波狀態

????上電狀態下按開始鍵，或按任何其它按鈕，設置重量或時間再按下開始按鈕，RY2閉合，就形成微波狀態。其中燈絲回路電壓為交流3.3V。磁控管回路電壓為-4000V直流電，該回路可以把高壓變壓器二次側的電壓分解為正半周與負半周分別分析。在正半周，高壓二極管導通，向高壓電容器充電，電壓約為2000V；在負半周，高壓二極管截止，高壓電容器放電，與二次側的電壓疊加，形成約4000的直流電壓，陰極電子逆電流方向射向陽極形成微波。

控制板電路

????控制電路板也就是PCB板上的二次回路，LG微波爐(WD700)程序比較多，二次回路還是比較復雜的。PCB板上的按鍵輸入信號并不是直接觸發晶閘管，而是把信號輸入到了微處理器，PCB板上的3個繼電器是由STCC02模塊來驅動的。

??? PCB板上的開始鍵下字母EN是enable的縮寫，也稱“使能”鍵，觸按EN鍵，電源芯片才會有輸出。

繼電器線圈供電回路

輕觸開關操作電路

時間與重量設置?

有些時候，不分析電路圖，電器的功能也許并不是很清楚。通過分析，可以明白微波爐盡管有很多按鍵，但總歸是調節微波工作的時間，至于微波爐火力調節，實際上是工作時段內微波斷續工作的比例。

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十、步進電機的速度控制

??在制作一個使用全向輪的機器人底盤，對于全向輪，電機的精度是影響效果的重要因素。所以使用了步進電機，使用步進電機的優點是可以不使用編碼器，開環控制即可達到高精度的效果。

調整占空比或者調整周期

????眾所周知，PWM有兩個重要參數，周期與占空比。

????步進電機的運動方式是，每收到一個脈沖,就旋轉指定的角度。因此影響電機速度的唯一參數就是PWM的頻率。以下附圖兩張來說明調整占空比與調整周期的區別。

周期固定，調整占空比

上圖中有4個PWM，它們的周期是一樣的，不同之處是擁有從80%至20%的占空比。可以看出，無論占空比為多少，在1s內，它們產生的高電平的數量是一樣的，即無論占空比為多少，PWM的頻率都一致。因此也就無法調整步進電機的速度。因為步進電機的速度僅與PWM的頻率有關。

占空比固定，調整周期

上圖中有4個PWM，它們的占空比都固定為50%，卻擁有不同的周期。可以看出，即使占空比固定，只要動態調整周期，PWM就能在相同時間內產生數量不同的脈沖。因此，固定占空比，動態調整PWM周期，即可達到控制步進電機速度的效果。

基于STM32的實現

????在STM32F1中，定時器具有PWM模式，可以用來產生PWM。但是，STM32的PWM模式，只要確定了時基單元(即確定了PWM周期)，改變輸出比較寄存器，僅可改變PWM的占空比。

????若需要改變PWM周期，需不停地改變定時器的時基單元。但時基單元與硬件相關，不適合頻繁變更。因此，步進電機的調速，不適合使用STM32下定時器的PWM模式來控制。

????在多方查找資料后，確定了一種利用輸出比較精確控制PWM周期的方式。

利用輸出比較產生頻率可變的PWM

????利用輸出比較產生頻率可變的PWM，原理簡單介紹如下：

????首先配置定時器時基單元，確定脈沖最小長度單位CK。
????然后開啟定時器的輸出比較，設置模式為翻轉模式，并開啟輸出比較中斷。
????將定時器內計數器CNT當前值，加上脈沖長度X(單位為CK)，寫入輸出比較寄存器。
????在X個CK后，將會觸發輸出比較中斷。同時電平翻轉。
????在中斷中再次將當前計數器CNT的值，加上脈沖長度X，寫入輸出比較寄存器。
????在X個CK后，將會觸發輸出比較中斷。同時電平翻轉。
????在中斷中再次將當前計數器CNT的值，加上脈沖長度X，寫入輸出比較寄存器。
????如此往復……

????以此即可得到一個占空比為50%，周期為2X個CK的PWM。

確定最小單位CK，配置時基單元

????首先確定一個最小的間隔CK，規定PWM的高電平長度和低電平長度的單位都是CK。

????即高電平的長度一定是CK的整數倍。低電平亦然。

????然后配置定時器的時基單元，通過CK的長度確定預分頻系數。

????已知STM32F103的主頻為72MHZ，則時基單元中預分頻系數為：

PSC = 72M / (1/CK)

????例如，rtz所確定的CK長度為10us(0.00001s)，即可得出方程。

預分頻系數確定為720后，由高速晶振產生的72MHZ的時鐘信號被720分頻，得到100000HZ的時鐘信號。即時鐘信號每秒變動100000次。每次10us。同時可將重裝載值設定為0XFFFF（16位定時器的最大值）。因為本次使用的輸出比較模式不使用更新中斷，該值可隨意設置。

TIM_TimeBaseStructure.TIM_Period = 0XFFFF;
TIM_TimeBaseStructure.TIM_Prescaler =720;
TIM_TimeBaseStructure.TIM_ClockDivision = TIM_CKD_DIV1;
TIM_TimeBaseStructure.TIM_CounterMode = TIM_CounterMode_Up;
TIM_TimeBaseInit(TIM2, &TIM_TimeBaseStructure);

????開啟輸出比較通道，設置輸出比較模式為翻轉模式，并配置NVIC，開啟輸出比較中斷，配置輸出比較通道：

TIM_OCInitStructure.TIM_OCMode = TIM_OCMode_Toggle;
TIM_OCInitStructure.TIM_Pulse = 500;
TIM_OCInitStructure.TIM_OutputState = TIM_OutputState_Enable;
TIM_OCInitStructure.TIM_OCPolarity = TIM_OCPolarity_High;
TIM_OCInitStructure.TIM_OCIdleState = TIM_OCIdleState_Set;
TIM_OCInitStructure.TIM_OCNIdleState = TIM_OCIdleState_Reset;
TIM_OC1Init(TIM2, &TIM_OCInitStructure);

????開啟輸出比較中斷，配置NVIC優先級：

TIM_ITConfig(TIM2, TIM_IT_CC1, ENABLE);
NVIC_InitStructure.NVIC_IRQChannel = TIM2_IRQn;
NVIC_InitStructure.NVIC_IRQChannelPreemptionPriority = 0;
NVIC_InitStructure.NVIC_IRQChannelSubPriority = 0;
NVIC_InitStructure.NVIC_IRQChannelCmd = ENABLE;
NVIC_Init(&NVIC_InitStructure);

編寫中斷服務函數

????在輸出比較中斷中，唯一要做的事情就是把當前CNT的值取出，加上脈沖長度X，寫入輸出比較寄存器。

????當計數器達到0XFFFF(之前設定的重裝載值)后，再加一會自動變為0。

????例如,當前CNT值為0XFFFF,脈沖長度為5，很明顯，輸出比較寄存器應設置為0X0004才可觸發下一次中斷,而不是0X10004,這樣會造成溢出。

????因此將CNT的值與脈沖長度相加后，需要取0XFFFF的余數后，再寫入輸出比較寄存器。

int t_m=5;//低電平和高電平的長度
void TIM2_IRQHandler(void)
{
if (TIM_GetITStatus(TIM2, TIM_IT_CC1) != RESET) {TIM_SetCompare1(TIM2,(TIM2->CNT+t_m)%0XFFFF);TIM_ClearITPendingBit(TIM2, TIM_IT_CC1);}
}

????動態調整中斷服務函數中的變量t_m,即可達到修改PWM頻率的效果。

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