高速模擬信號鏈的設計學習

概述：

定義：

斷開：

鏈路設計：

結論：

概述：

由于對共模參數及其與設備之間的關聯缺乏了解，客戶仍然會提出許多技術支持問題。ADC數據表指定了模擬輸入的共模電壓要求。關于這方面沒有太多詳細信息，但為了以滿量程實現額定ADC性能，必須保持適當的前端偏置。

集成緩沖器的ADC通常具有內部偏置共模(CM)電平，此電平是電源的一半加上二極管壓降(AVDD/2 + 0.7 V)。不需要外部電路對此電路進行偏置，但必須保持共模電平才能正確使用轉換器。對于無緩沖的(開關電容輸入)轉換器，共模偏置通常是模擬電源的一半，即AVDD/2。可通過多種方式由外部提供。部分轉換器具有一個專用引腳，允許設計人員通過幾個與模擬輸入相連的電阻來提供偏置。或者，設計人員可以將內部偏置連接到變壓器的中心抽頭，或者可以使用電阻分壓器分離模擬電源(電阻從模擬輸入的每個端腳連接到AVDD和接地)。在使用轉換器的VREF引腳之前，請查閱制造商的數據手冊或咨詢應用支持小組，因為許多基準信息并未提供，不能在沒有外部緩沖器的情況下提供共模偏置。這很誘人，因為您需要的CM電壓很容易獲得，但提醒一句—不要這樣做。

如果未提供或保持共模偏置，轉換器將產生增益和失調誤差，使總體測量性能下降。轉換器可能過早削波，或者根本不會削波，因為轉換器達不到滿量程。在轉換器之前連接放大器時，共模偏置尤其重要，特別是當應用需要直流耦合時。查看放大器的數據手冊技術規格，確保放大器可以滿足轉換器的擺幅和共模電源要求。轉換器日益趨向采用更小的工藝尺寸，因此需要更低的電源。使用1.8 V電源時，如果需要直流耦合，則放大器需要0.9 V的共模電壓。使用3.3 V至5 V電源電壓的放大器可能無法保持那么低的電平，但是較新的低電壓放大器可以，或者設計人員可以使用分離電源并在VSS引腳上使用負供電軌。然而，這樣做時，記住其他引腳可能也需要連接到負供電軌。相關信息請參考數據手冊和/或咨詢直接應用支持人員。

定義：

我們首先來看共模電壓的定義。圖1顯示了轉換器如何查看差模與共模信號。CM電壓只是信號移動的中點—參見圖1。您也可以將其視為新中點或零代碼—放大器，通常通過一個VOCM引腳或類似的器件，在輸出端建立CM。不過要小心，這些引腳也有一定的電流和電壓范圍要求。最好查閱一下放大器數據手冊，并且/或者使用不會使電路內部的任何相鄰電路或基準點負荷過重的穩定偏置點。不要只是分接一個轉換器的基準電壓引腳(VREF)，它通常是轉換器滿量程的一半。可能無法提供充分的高精度偏置。謹慎起見，也應查閱轉換器數據手冊上的引腳技術規格。一般而言，電阻容差1%的簡單分壓器和/或緩沖器驅動器之類，可正確設置放大器的CM偏置。

斷開：

如果未提供或保持共模偏置，轉換器將產生增益和失調誤差，使獲取的總體測量性能下降。簡單地說—轉換器輸出將如圖3所示，或者略有變化。輸出頻譜的形態將與過載滿量程輸入相似。這意味著轉換器的零點偏離中心，不是最優。設計人員可能會發現轉換器會較早削波或者達不到轉換器的滿量程。最近，由于轉換器開始使用1.8 V電源和更低的電源，這一問題變得更為嚴重。這意味著模擬輸入的CM偏置為0.9 V或AVDD/2。并非所有的單電源放大器都支持這樣的低共模電壓，同時還保持相對較好的性能。但是，部分新型放大器已經適應此類電壓，并在市場上有售。因此，謹慎起見，需查看哪些放大器可以用于您的新設計。并不是任何舊款放大器都能使用，因為裕量可能非常受限，并且內部晶體管可能會開始塌陷。如果將雙電源與放大器配合使用，大多數情況下應該會有充足的裕量來實現適當的CM偏置。缺點是增加了一個額外的電源—可能不標準的負電源，這意味著更多的器件和更高的成本。簡單的反相器電路有助于解決這一問題。

鏈路設計：

了解共模和直流耦合之后，我們可以開始組建信號解決方案。例如，ADL5567是雙通道差分放大器，增益為20 dB。它具有4.8 GHz帶寬，適合連接GSPS ADC，例如AD9625，這是12位、2.5 GSPS轉換器，具有JESD204B 8通道接口。圖4所示為整體設置框圖。

在顯示的該配置中，前端接口針對寬帶采樣進行了優化，同時保留信號的直流成分。由于器件為+5.5 V耐壓。該設計使用+3.3 V 和?2 V AVDD 分離電源。這使得放大器的輸出端和ADC的輸入端之間共模簡單對齊，兩者均需在AIN+和AIN?保持+0.525 V。同樣，注意幾個接地使能的放大器引腳功能(VSS)，單電源現強制設置為?2 V供電(新VSS)。

CM電壓輸出很簡單，但是弄清楚放大器輸入的共模需求可能有點麻煩。需要為接口做兩件事。第一，輸入端CM電壓需要配置為0 V，否則，驅動放大器失調將使輸出軌偏向一側。這將導致圖3所描述的性能問題或更嚴重，—將出現放大器和轉換器信號鏈交流性能不佳。為此，放大器輸入端的每一側都需要允許電流流向地面，或該直流耦合案例中2 V。因此，在每個放大器輸入端添加2.2 kΩ的電阻來抑制失調電流。

這是它的工作原理：放大器輸出約為0.525 V，放大器輸入CM 電壓為0 V。具有500 Ω的內部反饋電阻和約50 Ω的輸入電阻使得它看起來有550 Ω；或在本例中，我們假設一個50 Ω源電阻與100 Ω電阻并聯，得到33 Ω。再串聯20 Ω增加到53 Ω。這是串聯了500 Ω內部反饋電阻或總計553 Ω。也就是形成了500 Ω和53 Ω的0.525 V電阻分壓器。反過來，產生了900 μA (或0.525/553)的電流。為將此分流至地面或新VSS或?2 V，添加2.2 kΩ電阻或?2 V/2.2 kΩ = 900 μA。

第二，輸入為單端輸入且需要適當配置來保持優質性能，同時維持較低偶數階失真。同樣，100 Ω與50 Ω源電阻有效并聯，得到33.33 Ω戴維南等效電阻，如前所述。這通常又會反映在VIN節點上，來平衡設備的輸入，因為它是單端驅動的。但是，為了改善偶數階失真，VIN+節點上的20 Ω用于保持所有寬帶頻率的低失真。這通過使用特定中頻約500 MHz完成，—或參見圖 5 測試示例。由于它是一個迭代的過程，所以會有些乏味。有關放大器上SE到DIFF轉換的計算和方程，參見ADA4932數據手冊。圖6中所示為信號鏈設計中最高2 GHz輸入頻率的典型交流頻率掃描性能。

值得注意的是，添加了5.1 nH電感與電源的正供電軌輸入串聯。這有助于通過捕捉和再循環放大器內部的這些不平衡電流來再次提高偶數階線性度性能與頻率。

最后，需要針對放大器和ADC之間的前端BW優化接口。這通常也以迭代的方式完成。但是，對于兩個IC之間某些值的設置有幾點需注意。為了在接口中獲得最佳BW，請遵循以下規則。

首先，根據經驗和/或ADC數據手冊建議，選擇一個反沖電阻器(RKB)，(本例中為Ω)，通常介于5 Ω和36 Ω之間。
然后，選擇放大器外部串聯電阻(RA)。如果放大器差分輸出阻抗在100 Ω至200 Ω范圍內，RA應小于10 Ω。如果放大器輸出阻抗為12 Ω或更低，RA應介于5 Ω和36 Ω之間。此時，為ADL5567選擇10 Ω串聯電阻和阻抗為10 Ω的差分輸出。
放大器輸出的串聯與并聯總電阻應與放大器的表征負載(RL)接近。這里，圖4電路中為160 Ω，或2 RA?+ 2 RKB?+ RADC?= 20 + 40 + 100。ADL5567具有200 Ω的RL，所以如果設計值偏離放大器的RL特性值太多，線性度性能可能出現偏差。
最后，將內部ADC電容CADC添加至10 Ω串聯電阻后的并聯電容，來幫助完成內部ADC采樣網絡反沖。這也提供了軟低通濾波來減少任何折回帶內的寬帶諧波。

有關在放大器和ADC之間形成抗混疊濾波器的更完整過程。

使用上述標準開發出2 GHz通帶平坦度響應產品，以捕捉1st和2nd奈奎斯特區內的頻率，假設采樣速率為2.5 GSPS。該設計的輸入驅動規格將為?8 dBm或252 mV p-p，假設在100 MHz基準頻率下具有50 Ω輸入阻抗。這是放大器輸入要求轉換器達到滿量程的輸入滿量程電平。